0、ST-L6561-應(yīng)用筆記--中文版

1、 L6561 應(yīng)用筆記 中文版L6561 ，增強版的臨界模式功率因數(shù)校正器TM（臨界模式）技術(shù)廣泛應(yīng)用于低功率產(chǎn)品的功率因數(shù)校正，例如燈具鎮(zhèn)流器，視頻終端控制電路。L6561是后期針對這個市場推出的產(chǎn)品，不但符合要求而且是一款低價的功率因數(shù)校正器?；谝粋€非常好的電路架構(gòu)，L6561展現(xiàn)出非常優(yōu)越的性能，而且應(yīng)用領(lǐng)域更為廣泛。介紹傳統(tǒng)的單級離線式轉(zhuǎn)換電路，都是由一個全橋整流和一個電容濾波構(gòu)成。通過交流主線電源獲得一個未校準(zhǔn)的直流電壓，濾波電容必須足夠大以便可以得到一個紋波電壓比較小的直流電壓，這就意味著在大多數(shù)時間內(nèi)，電容上的電壓高于輸入AC電源線電壓，這就意味著，全橋整流電路僅在輸入線電壓每

2、半周期內(nèi)（因為有整流橋的存在，整流后的每個周期相當(dāng)于AC電源的半個周期），工作很短的時間。使得從電網(wǎng)輸入的電流變成很窄的脈沖波形，其幅度是同等直流電壓下電流幅度的5-10倍。許多缺點因此而產(chǎn)生：過高的峰值電流和RMS電流比，使得交流電網(wǎng)電壓畸變，在三相線輸電電網(wǎng)中，使中性線過電流，總之，會使電網(wǎng)的輸電能力減弱。關(guān)于這項指標(biāo)，可以參考諧波允許量標(biāo)準(zhǔn)EN61000-3-2,或功率因數(shù)PF，有功功率（傳送到輸出端的功率）和輸入視在功率（線電壓真有效值和線電流真有效值的乘積）的比值，功率因數(shù)PF是最直觀的。傳統(tǒng)的輸入電容濾波電路功率因數(shù)很低（05-0.7），并且諧波含量很高。圖1. L6561內(nèi)部模塊

3、圖由于使用了開關(guān)技術(shù)，功率因數(shù)矯正器（PFC）位于整流橋和濾波電容之間，從電源獲取一個準(zhǔn)正弦波電流，與線電壓同步，功率因數(shù)變得非常接近1（可以超過0.99），上述的缺點得以消除。從理論上來講，任何開關(guān)拓?fù)浼夹g(shù)都可以用來獲取一個高功率因數(shù)，但是，實際應(yīng)用中，升壓拓?fù)涫且环N最流行的方式，因為它有以下優(yōu)勢：1） 主要是，因為升壓電路所需的元件最少，因此這種方式最便宜。還有：2） 由于升壓電感位于整流橋和開關(guān)之間，引起的電流di/dt比較低，可以使輸入產(chǎn)生的噪音最小化，可以減少輸入EMI濾波元件。3） 開關(guān)管的源極接地，便于驅(qū)動。然而，升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)要求輸出的直流電壓要高于輸入的最大峰值電壓（400V是

4、一個典型值對于220V輸入或?qū)掚妷狠斎耄?。而且，輸入和輸出之間是沒有隔離的，線電壓上的任波動（主要指浪涌）都會影響到輸出端。目前廣泛應(yīng)用于PFC控制的方法有兩種：固定頻率的平均電流PWM模式和臨界PWM模式（TM模式）（固定開通時間，頻率變化）。第一種模式控制方法復(fù)雜，需要一個精密的控制芯片（如ST的L4981A,同時需要一片L4981B來進(jìn)行頻率調(diào)制）并且需要很多的外圍元器件。第二種模式只需要一個簡單的控制器（例如ST的L6561），很少的外圍器件，因此這種方式更便宜。在第一種方式中，升壓電感工作于連續(xù)模式，臨界模式（TM）使電感工作在介于連續(xù)和不連續(xù)模式之間，從定義上來看，相對同樣的輸出功

5、率，工作在臨界模式（TM）的峰值電流會比連續(xù)模式下更高，峰值電流的高低會影響到產(chǎn)品的成本，所以，建議在低功率輸出時使用臨界模式（小于150W），第一種方式適合在更高的輸出功率中應(yīng)用。L6561 PFC控制芯片L6561內(nèi)部的結(jié)構(gòu)圖在圖片1中已給出，這是一種使用臨界模式技術(shù)控制PFC前置調(diào)節(jié)器的芯片。芯片提供迷你插件和SO-8貼片兩種封裝。L6561有以下幾個重要特點：-欠電壓遲滯鎖死；-極小的啟動電流（典型值50uA，90uA即可保證正常啟動），簡易的啟動電路（僅需一個電阻），非常低的功耗；-內(nèi)部參考信號精度為1%（在Tj=25°C）；-具有使能功能，可以關(guān)斷芯片，減少電路功耗；-兩

6、級過壓保護；-內(nèi)置啟動器和零電流檢測電路用來運行臨界模式；-內(nèi)置乘法器動態(tài)延續(xù)以適應(yīng)寬輸入電壓應(yīng)用，卓越的THD；-電流檢測腳內(nèi)置RC濾波；-高性能圖騰柱輸出，可以直接驅(qū)動MOSFET或IGBT.L6561已經(jīng)最優(yōu)化，可以用來作為基于升壓拓?fù)潆娐返墓β室驍?shù)校正，如電子鎮(zhèn)流器，AC-DC適配器，低功率開關(guān)電源(<150W)。然而，由于它的卓越性能和非常少的外圍元件，同樣也可以在其他拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中使用。在低功率離線式AC-DC轉(zhuǎn)化器中（使用隔離反激式拓?fù)洌FC或不帶PFC就是最常見的應(yīng)用例子。L6561內(nèi)部模塊描述供電模塊正如圖1中所畫的那樣，一個線性電壓調(diào)節(jié)器通過Vcc產(chǎn)生一個7V的內(nèi)部電

7、壓用來給芯片內(nèi)部供電，但是輸出驅(qū)動MOSFET是由Vcc直接供電。另外，一個帶隙電路產(chǎn)生一個精準(zhǔn)的2.5V內(nèi)部參考電壓（2.5V+1%），用于環(huán)路控制，以此來獲得一個穩(wěn)定的調(diào)節(jié)。在圖片2中可以看到，一個欠電壓鎖死遲滯比較器，用來保證只有當(dāng)輸入電壓足夠高，芯片才運行，以此保證芯片運行在可靠的條件下。圖2.內(nèi)部供電模塊差分放大器和過壓檢測模塊（見圖3和4）差分放大器（E/A）的反向輸入端，通過外部的分壓電路連接到輸出主線上,升壓后的直流電壓Vo經(jīng)過電阻分壓和內(nèi)部的參考電壓比較，以此來調(diào)節(jié)內(nèi)部控制器，使輸出電壓得以穩(wěn)定。差分放大器的輸出用來做頻率補償，通常在輸出端和反向輸入端之間并聯(lián)一個反饋電容來實

8、現(xiàn)。差分放大器的帶寬非常的低，因為差分放大器的輸出周期必須始終大于線性頻率的半個周期（差分放大器的頻率低于100Hz(線性頻率的一半周期)），才能獲得高功率因數(shù)。差分放大器的動態(tài)輸出，箝位在2-5.8V之間，箝位的目的是使差分放大器能在過電壓低壓飽和狀態(tài)和過電流高壓飽和狀態(tài)中快速恢復(fù)。芯片擁有兩級過電壓保護功能（OVP）,通過連接到差分放大器的輸出腳來實現(xiàn)。一旦過電壓，差分放大器的輸出會趨向于低飽和狀態(tài)，但是差分放大器的響應(yīng)速度非常慢，因此要花比較長的時間才進(jìn)入飽和狀態(tài)。另一方面，一旦過壓必須馬上校正過來。因此，就很有必要需要一個快速的過壓檢測器，在穩(wěn)定狀態(tài)下，通過R1的電流和通過R2的電流是

9、相等的，因為補償電容不能流過直流電流的，（同時差分放大器的反向輸入端也呈現(xiàn)高阻狀態(tài)）；IR1,R2=(Vo-2.5)/R1=2.5/R2當(dāng)輸出電壓突然升高時（由于負(fù)載突變），通過R1的電流也增大，但是通過R2的電流不會變大，因為R2上的電壓在內(nèi)部固定為2.5V，不是因為E/A慢。增大的電流通過反饋電容流入到差分放大器的低阻抗輸出端，增大的電流將被檢測到。在這種情況下，兩種步驟將發(fā)生。圖3.差分放大器和過壓檢測模塊當(dāng)增大的電流達(dá)到37uA時，乘法器的輸出電壓將減小，導(dǎo)致從電源輸入的能量也減少。以此來減小輸出電壓的上升速率。在某些情況下，這種“軟制動”功能可以避免輸出電壓過度偏離設(shè)定值。盡管有軟制

10、動的存在，有時輸出電壓也會過度的增加，一旦流入差分放大器的電流達(dá)到40uA，“緊急制動”將發(fā)生。乘法器的輸出將被拉低到地電平，于是輸出關(guān)斷同時外部MOSFET也關(guān)斷。同時內(nèi)部啟動電路也關(guān)閉。由于電流比較器有遲滯功能，直到輸入差分比較器的電流小于10uA時，電壓拉低才結(jié)束，輸出狀態(tài)得以激活。圖片4，動態(tài)和靜態(tài)OVP運行在動態(tài)OVP時，由于存在軟制動和緊急制動，他們能處理大多數(shù)負(fù)載變動引起的電壓波動，但是不能提供完善的保護。事實上，“軟制動”和“緊急制動”容易受到輸出電壓變化的影響（稱為動態(tài)變化），并不能使輸出電壓穩(wěn)定，例如發(fā)在負(fù)載斷開的狀況。上面提到差分放大器在飽和時可以觸發(fā)靜態(tài)OVP，如果過壓

11、時間過長以致差分放大器的輸出電壓小于2.25V（差分放大器的線性動態(tài)為2.5V），保護功能將被觸發(fā)。并且關(guān)斷輸出，使外部MOSFET停止工作，同時關(guān)斷一些內(nèi)部模塊，使靜態(tài)工作電流減小到1.4mA。當(dāng)差分放大器的輸出回到它的線性區(qū)域時，芯片又被重新激活。零電流檢測和觸發(fā)模塊（見圖片5）當(dāng)通過升壓電感的電壓反向時，零電流檢測（ZCD）模塊開通外部MOSFET，并且要在通過升壓電感的電流變?yōu)榱愫蟛砰_通MOSFET。只有當(dāng)這兩個條件都滿足時，才會運行在臨界模式。圖片5，零電流檢測，觸發(fā)和使能模塊。電流流動時，過零檢測信號可以通過升壓電感上一個輔助繞組獲得。當(dāng)然，在啟動階段，過零點檢測還沒有信號，需要一

12、個輔助電路來開通外部MOSFET。通過內(nèi)部啟動電路來實現(xiàn)，內(nèi)部啟動模塊就會產(chǎn)生一系列的脈沖波形，用來驅(qū)動MOSFET的門極，MOSFET管工作起來后就會產(chǎn)生信號給ZCD電路。啟動器重復(fù)啟動時間大大超過70us（大約14KHz）最大的啟動頻率在設(shè)計時需要考慮到使能模塊（見圖片5）過零檢測ZCD引腳也用來觸發(fā)使能模塊。如果這個引腳上的電壓低于150mV芯片將被關(guān)斷。同時，芯片的損耗也將降低。為了使芯片重新工作，這個引腳上的電壓必須上升。乘法器模塊（見圖6）乘法器有兩個輸入端：第一個輸入端輸入的信號是經(jīng)過分壓后的即時線電壓（整流后的電壓），第二個輸入端輸入的信號是差分放大器的輸出端。如果這個電壓持續(xù)

13、不變（持續(xù)時間超過線性頻率的一半，即小于100Hz），乘法器輸出波形的包絡(luò)就是一個整流后的正弦波。乘法器輸出的信號將被作為電流比較器的參考信號，電流比較器的輸出用來控制MOSFET每個周期的峰值電流。圖6.乘法器模塊電流比較器和PWM鎖存器（見圖7）：電流比較器通過一個電流檢測電阻（Rs源極電阻）獲取一個電壓信號，通過和乘法器的輸出信號進(jìn)行比較，來決定外部MOSFET的關(guān)斷時間。PWM鎖存功能避免噪音對MOSFET誤開關(guān)。乘法器的輸出被箝位在1.7V（典型值），一旦電流檢測電阻上的電壓超過此值(1.7V)限流功能將發(fā)生。圖7.電流比較器和PWM鎖存驅(qū)動（見圖8）由于使用推挽結(jié)構(gòu)，能提供一個高達(dá)

14、400mA推挽電流能力，可以直接驅(qū)動外部MOSFET。當(dāng)芯片處于欠電壓時，一個內(nèi)部下拉電路可以把輸出拉低。以確保外部MOSFET不會意外導(dǎo)通。圖8.驅(qū)動輸出TM(臨界)模式PFC（升壓拓?fù)洌┻\行在臨界模式下的升壓型功率因數(shù)矯正器，以下是關(guān)于他工作原理的描述。輸入交流電壓經(jīng)過整流橋整流后流向升壓轉(zhuǎn)換器。使用開關(guān)技術(shù)，把整流后的輸入電壓升壓到一個固定值的直流電壓輸出（Vo）。升壓轉(zhuǎn)換器由一個升壓電感（L），一個開關(guān)控制器（Q），一個升壓二極管（D），一個輸出電容（Co）組成，連接電路圖見圖9。升壓的目的是使輸入電流的波形為正弦波，并且和輸入電壓的波形同相位。為了達(dá)到這個目的，L6561使用臨界模式

15、技術(shù)。圖9升壓電路圖升壓后的電壓經(jīng)過電阻分壓后，連接到差分放大器，做為一個輸入端（反相端），和內(nèi)部參考電壓（同相端）進(jìn)行比較，運放把他們的差值放大一定的倍數(shù)，從運放的輸出端輸出，如果差分放大器的帶寬足夠窄（低于20Hz），放大器輸出信號（直流電壓值）的周期大于線電壓的半個周期。放大器的輸出信號同時傳送給乘法器模塊，和整流后的線電壓通過電阻分壓的電壓信號相乘，他們相乘的結(jié)果是產(chǎn)生一個正弦波校正信號，信號的峰值幅度由輸入峰值電壓和差分放大器的輸出信號共同決定。乘法器的輸出作為電流比較器同相輸入端（+），于是電流比較器產(chǎn)生一個正弦信號，此信號用來作為PWM控制的參考信號。事實上，當(dāng)電流檢測腳上的電壓

16、（即電感電流通過檢測電阻的即時電壓值）和電流比較器的同相輸入端電壓相等時，外部MOSFET結(jié)束導(dǎo)通。由此產(chǎn)生的結(jié)果是，電感電流的峰值包裹在一個正弦波內(nèi)?？梢宰C明每半個線性周期內(nèi)導(dǎo)通時間都是相等（見升壓電感）。MOSFET關(guān)斷后，升壓電感釋放儲存在它身上的能量直到電流為零，此時升壓電感完全釋放儲存在它身上的能量，此時漏極浮空，升壓電感和MOSFET的漏極電容產(chǎn)生諧振。漏極電壓迅速的下降到低于當(dāng)時的輸入線電壓，ZCD檢測到信號并且驅(qū)動MOSFET導(dǎo)通，一個新的周期又開始。MOSFET導(dǎo)通時，導(dǎo)通壓降低有助于減少開關(guān)損耗和漏極等效電容產(chǎn)生的損耗（即開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗）。電感電流和MOSFET導(dǎo)通時序

17、圖在圖10中已畫出。同時也以幾何圖的形式畫出，平均輸入電流（從電源輸入的電流）的波形，此波形剛好是電感峰值電流波形的一半。系統(tǒng)運行在（不是非常的精確，但是已經(jīng)非常接近）介于連續(xù)和非連續(xù)模式之間，這就是為什么叫臨界模式PFC的原因。由于只需要很少的幾個外部元件，所需的電感值也很小，可以最小化電感的尺寸。另一方面，由于電感電流紋波高，產(chǎn)生的RMS電流也大，會在輸入主線上產(chǎn)生比較大的噪音，因此需要一個比較大的EMI濾波器來濾除噪音。由于這個缺點，使得臨界模式PFC只能在低功率范圍內(nèi)應(yīng)用。圖10.電感電流波形和MOSFET導(dǎo)通時序圖設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)下面是關(guān)于一些設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)的描述?；镜脑O(shè)計參數(shù)如下：q輸入電壓范

18、圍：Virms（min）-Virms（max）q輸出直流電壓：Voq額定輸出功率：Poq最小開關(guān)頻率：Fswq最大輸出電壓紋波：Voq最大過壓范圍：Vovp為便于設(shè)計，確定以下參數(shù)也是很有用的q期望效率：q輸入功率:Pi=(Po/)q最大輸入電流RMS:Irms=(Pi/Virms(min)q額定輸出電流:Io=(Po/Vo)功率部分描述輸入整流橋輸入整流橋可以使用普通的低價位慢恢復(fù)二極管，滿足輸入電流需求（Irms），最大峰值電壓和相關(guān)熱參數(shù)的二極管即可。輸入電容輸入高頻濾波電容（Cin）可以減弱由電感高頻高紋波電流產(chǎn)生的噪音（峰值電流是平均電流的兩倍）。最惡劣的情況發(fā)生在輸入電壓最小時。最

19、大的高頻電壓紋波通常是最小輸入電壓的1%到10%?？梢岳胷來計算Cin的大?。╮的典型值，r=0.01到0.1）：Cin取較大的值有助于減弱噪音，改善EMI,但是會使功率因數(shù)和電流諧波變差，尤其在高輸入電壓和輕載時。另一方面，小的Cin值，有助于提高功率因數(shù)和減小輸入電流畸變，但是需要更大的EMI濾波器，會增加輸入整流橋前面的功率損耗。這就要求工程師選取合適的值，以適合需求。輸出電容輸出大電容（Co）的選擇要根據(jù)輸出電壓的大小，最大允許過電壓值的大小，輸出功率和期望的電壓紋波率來選擇。整流后的電壓紋波大?。?00-120Hz，兩倍線頻率）與電容的等效阻抗和電容的峰值電流有關(guān)（Ic（2f）pk

20、=Io）,( Vo=1/2紋波電壓峰峰值)：使用低ESR值的電容器，電容的容抗會比較好，因此Vo通常選擇輸出電壓的1%-5%。盡管ESR通常不影響輸出電壓紋波，但是在計算功率損耗時要考慮的。電容器總紋波電流的真有效值（RMS ）,受線性頻率和開關(guān)元件頻率影響：如果應(yīng)用中對啟動時間有要求，電容的選擇方法是不一樣的，Co要在允許的最大壓降和時間（tHold）內(nèi)傳遞所需的輸出功率需求：Vo_min是指電容Co上的最小輸出電壓（和輸出電壓紋波和帶載調(diào)整率有關(guān)），Vomin是指PFC“功率下降”檢測模塊檢測出功率下降前的最小工作電壓。升壓電感設(shè)計升壓電壓需考慮以下幾個參數(shù)，可以使用不同的方法來設(shè)計。首先

21、，電感值必須先確定，電感值（L）通常先確定，以便使啟動器最大工作頻率遠(yuǎn)小于最小工作頻率，確保運行在一個正確的臨界模式下。假設(shè)功率因素是不變的，可以列出下式：這里Ton和Toff是指MOSFET的開通和關(guān)斷時間，ILPK是指電感的在一個線性周期內(nèi)的最大峰值電流。是指線性周期內(nèi)的即時相位值（(0, )）。注意在一個線性周期內(nèi)MOSFET開通時間是不變的。（關(guān)斷時間改變）如前面所描述，ILPK是線行峰值電流(Iirms)的兩倍，和輸入功率和輸入線電壓的關(guān)系式為 通過幾次數(shù)學(xué)公式轉(zhuǎn)換后，可以得出一個瞬時開關(guān)頻率的表達(dá)公式，此公式可以替換用Ton和Toff來計算頻率的公式：開關(guān)頻率的最小值出現(xiàn)在正弦曲線

22、的頂部（=/2 => sin()=1）,最大頻率出現(xiàn)在線性電壓的過零點（=0或=> sin()=0）,此時Toff=0.絕對最小開關(guān)頻率fsw(min)發(fā)生在主電壓最大或最小時，因此電感值可通過下式計算得出：在等式中Virms可以取Virms(min)或Virms(max), 選取最大和最小輸入電壓計算得出電感值中較小的一個電感值L。建議fsw(min)取15KHz（實際可取20KHz以上，避免可聽見噪音）,不要隨意改變內(nèi)部啟動器的工作方式（參見ZCD和啟動觸發(fā)模塊描述）。一旦確定了電感L值的大小，電感的整體設(shè)計就可以開始了。至于磁性材料和形狀，由于高壓隔離要求，運行頻率比較高，所

23、以需使用高頻鐵氧體磁芯（中間帶有氣隙的磁芯和骨架）來做PFC升壓電感。不同的廠商提供了各種不同性能的產(chǎn)品，選擇一款符合技術(shù)要求，性價比又高的產(chǎn)品來做升壓電感。下一步就是估計磁芯尺寸，計算出滿足需求的最小磁芯尺寸，可以參照下面這個經(jīng)驗公式：公式中Volume是指體積（單位cm³），L的單位是mH，K是指比能（單位體積消耗的能量），K的大小受氣隙長度（Lgap）與磁路總長（Le）比值的影響：Ie/Igap的比值大小由設(shè)計者設(shè)定。下一步就是確定繞線窗口的大小，接下來就是確定匝數(shù)和線徑。升壓電感內(nèi)部瞬時儲存的能量（1/2*L*ILpk²）可以描述為儲存在磁場中的能量。能量大小可以用

24、最大磁通密度乘以有效體積來計算公式中Ae是指磁芯有效截面積，H是磁場強度變化量，B是磁感應(yīng)強度變化量。因為磁芯的磁導(dǎo)率很高，為使在磁芯在一定H變化量內(nèi)不飽和，磁芯需開氣隙。雖然氣隙長度Lgap只是磁路長度Le的百分之幾，由于鐵氧體的磁導(dǎo)率很高（功率鐵氧體的典型磁導(dǎo)率r=2500），可以假設(shè)所有的磁場都集中在磁芯氣隙處，同時HHgap。舉個例子來說，如果氣隙長度和磁路長度的比值（Lgap/Le）為1%（這是最小建議值），假設(shè)值和實際值的誤差只有4%，如果氣隙長度和磁路長度的比值（Lgap/Le）更大些的話誤差將會更小。如果忽略磁芯氣隙周圍的漏磁，能量平衡等式如下：穿過磁芯的磁感應(yīng)強度變化量B和穿

25、過磁芯氣隙的磁感應(yīng)強度變化量B是一樣的，B和磁芯氣隙處的磁場強度關(guān)系為：接下來，從安培定律來考慮（僅使用于磁芯氣隙處）：基于能量平衡定律，可以導(dǎo)出以下公式：N是指繞線匝數(shù)。一旦繞線匝數(shù)確定了，接下來就是確定磁芯是否飽和了（見Pin 4描述）。如果計算發(fā)現(xiàn)磁芯非常接近飽和值，那就必須增加氣隙Lgap，并且重新計算電感。線經(jīng)的選擇可以參考銅耗可接受限值。由于工作在高頻紋波電流下，受趨膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)的影響，導(dǎo)線的有效電阻值Rcu將增加。由于這個原因?qū)Ь€可以使用利茲線或多股絞線。最后，估計繞線窗口的利用系數(shù)，如果骨架不能繞下所有的線，可以選擇一付更大的磁芯，但繞線需重新計算。接下來就是給電感增加一個

26、輔助繞組，目的是在電感電流過零時，ZCD引腳可以檢測到信號。輔助繞組只需要比較細(xì)的線就可以了，匝數(shù)是唯一一個需要確定的參數(shù)（見Pin 5描述）。功率MOSFET選擇MOSFET 的主要參考依據(jù)是導(dǎo)通電阻RDSon，可根據(jù)輸出功率來選擇型號，MOS管需承受的最大電壓值固定為輸出電壓，MOSFET的耐壓值選擇為輸出電壓加上最大允許正向過壓和一定的安全余量。MOSFET的損耗分為導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗計算公式如下：這里由于運行在臨界模式下，開關(guān)損耗僅在MOSFET關(guān)斷時電壓-電流的交疊處發(fā)生：這里tfall是指MOSFET在關(guān)斷時的下降時間，在MOSFTE導(dǎo)通時，開關(guān)損耗主要由MOSFET內(nèi)漏

27、極電容放電產(chǎn)生?？偟膩碚f，損耗可通過下式計算：,COSS是指MOS管的漏極內(nèi)部電容（Vds=25V）,Cd是漏極外部寄生電容，VDRAIN是指MOS管導(dǎo)通時漏極上的電壓。實際上開關(guān)損耗只是一個大概的估計值，因為開關(guān)頻率fsw和VDRAIN在線性周期內(nèi)不停的變化，VDRAIN的大小不僅受輸入正弦電壓的影響也受升壓電感和漏極寄生電容產(chǎn)生諧振的影響（見圖片12）。由于這個原因，VDRAIN在每個線性半周期都有一段時間為零，“零電壓開關(guān)”發(fā)生在當(dāng)輸入線電壓小于一半的輸出電壓時。升壓二極管升壓二極管要選用一個快恢復(fù)二極管，選擇合適的DC和RMS電流值的二極管有利于減少損耗，按下式選擇：導(dǎo)通損耗估算如下：

28、Vto（指導(dǎo)通壓降），和Rd（微分電阻）是二極管的參數(shù)，二極管的耐壓要和MOS管的耐壓一樣。L6561偏置電路（pin by pin）請參考圖13中的原理圖。Pin 1（INV）：連接到放大器E/A的反向輸入端和OVP電路。升壓后的輸出電壓通過一個電阻分壓網(wǎng)絡(luò)聯(lián)接到此引腳。內(nèi)部為2.5V的參考電壓為加在放大器E/A同相輸入端的，OVP保護觸發(fā)電流為40uA。R11+R12和R13按下式選擇：Pin 2(COMP)：放大器E/A的輸出引腳，同時也是乘法器的一個輸入引腳，反饋補償網(wǎng)絡(luò)接在1腳和2腳間，減少帶寬以避免系統(tǒng)試圖控制輸出電壓紋波（100-120Hz）.最簡單的補償網(wǎng)絡(luò)只需一個電容即可，它

29、提供一個低頻極點和高的直流增益。電容容量計算如下：以保證在100HZ時有60dB的衰減。R7實為R11+R12+R13或者R1+R2+R3?請參考【1】以獲得更多關(guān)于放大器E/A補償?shù)男畔?。圖11。乘法器特性族Pin 3(MULT):3腳是乘法器的第二個輸入端。整流后的電壓通過一個電阻分壓網(wǎng)絡(luò)連接到此引腳，以獲得一個正弦波的參考電壓信號。乘法器的關(guān)系式如下：Vcs(乘法器的輸出)是電流檢測引腳上的參考電壓，K是乘法器的增益，VCOMP是2腳上的電壓（E/A的輸出），VMULT是3腳上的電壓。關(guān)于Vcs 和VMULT的關(guān)系圖11有詳細(xì)的描述，圖11描繪了乘法器的典型參數(shù)特性。乘法器的線性運行區(qū)在

30、VMULT 0到3V和Vcs 0到1.6V包圍的區(qū)間.最大斜率值（Vcs/VMULT）至少為1.65?？紤]到這一點，接下來的步驟就是如何設(shè)置乘法器的合適工作點。首先，確定VMULT的峰值，Vmultpkx.這個值在線電壓最大時出現(xiàn)，應(yīng)保證這個值為3V或接近3V，在寬電壓輸入范圍，在單電壓輸入時，可以取小一點的值。最小值出現(xiàn)在輸入線電壓最低時。最小值乘以固定的斜率將使乘法器的輸出峰值電壓最大。如果Vxcspk超過電流檢測線性限制值（1.6V），需選擇一個更低的Vmultpkx重新計算。用這種計算方式，電阻的比值為：具體電阻值的設(shè)定，可通過調(diào)節(jié)流過R3的電流來設(shè)定，流過R3的電流值通常為幾百A或更

31、低，以減少功率消耗。Pin 4(CS):電流檢測比較器的反向輸入端，通過這個引腳，L6561可以檢測到流過電感的瞬間電流大小，通過一個外部檢測電阻 RS轉(zhuǎn)換成電壓值。一旦這個值達(dá)到了乘法器輸出極限值，PWM輸出鎖存器將復(fù)位，MOS管關(guān)斷。MOS管將一直保持為關(guān)斷狀態(tài)，直到ZCD信號把PWM鎖存器再次觸發(fā)。內(nèi)部的一個保護線路確保PWM鎖存器不會被觸發(fā)，除非4腳上的信號消失。電流檢測電阻Rs的大小可通過下式計算：Vxcspk可通過前面描述的方法計算。Rs消耗的功率大小為：PWM比較器表同向輸入端的箝位二極管把輸入電壓最大箝位在1.8V，這個值是電流檢測電阻上的極限值。因此通過Rs上的最大電流為：這

32、個值同時也是通過電感的最大電流值，但是的確保電感在此電流下沒有飽和，特別是在升壓轉(zhuǎn)換開通（特別在低壓輸入時）和關(guān)閉時期容易出現(xiàn)飽和。Pin 5(ZCD):5腳是芯片內(nèi)的零電流檢測電路輸入，ZCD腳通過一個限流電阻和升壓電感的輔助繞組連接。過零檢測（ZCD）在下降沿觸發(fā)：當(dāng)此腳上的電壓低于1.6V時，PWM鎖存器置位，MOS管導(dǎo)通，這樣做必須要有一定的條件，首先5腳上的電壓要下降到低于1.6V，同時5腳上要經(jīng)歷一個電壓超過2.1V的上升沿（在MOS管關(guān)閉期間）。初-次級繞組的最大匝比，m ，必須保證在MOS管關(guān)閉時傳遞到ZCD引腳上的電壓，足夠觸發(fā)ZCD線路。如果輔助繞組也用來給IC供電，上面的

33、匝比取值方法可能不符合VCC的供電電壓范圍。為了解決這個相互矛盾的問題，可以使用原理圖13中的自由供電方法。限流電阻的最小取值為，當(dāng)輔助繞組電壓最大（絕對值）時，流過電阻的電流小于3mA。實際值可以在調(diào)試時微調(diào)的更好，設(shè)法使MOS管精確的在漏極振蕩電壓（升壓電感，完全釋放能量時和漏極電容產(chǎn)生的振蕩電壓）谷值時導(dǎo)通。這將使MOS管導(dǎo)通損耗降到最低。如果這個引腳是用外部信號來驅(qū)動，L6561將和這個信號同步（下降沿同步），如果引腳懸空，L6561的工作頻率和內(nèi)部啟動器頻率一致，此時即不會發(fā)生臨界模式也不會是高功率因數(shù)。但是這些特性可以在除PFC以外的其他模式下利用。這個引腳同時也有使能功能，如果這

34、個引腳上的電壓低于150mV，芯片將被關(guān)閉，這樣的話，超過10mA的電流會從這個引腳被抽出，芯片的休眠電流將減少到1.4mA。當(dāng)引腳上的下拉電壓消失后同時內(nèi)部電流源提供一個150uA的電流到此引腳，芯片重啟。Pin 6(GND): 這個引腳是內(nèi)部信號電流和門極驅(qū)動電流的返回點。在畫PCB時，這兩個回路應(yīng)分開。Pin 7(GD):驅(qū)動輸出引腳，這個引腳可以驅(qū)動外部MOS管，提供高達(dá)400mA的灌電流和抽電流能力。為了避免在芯片供電欠壓時，漏電流誤把外部MOS管開通，芯片內(nèi)一個下拉電路把7腳電壓拉低，下拉電路保證引腳上最大電壓不超過0.3V（Isink=10mA）,在Vcc>3V時。由于使用

35、這個方法，可以省略連接在門極和源極上的下拉電阻。Pin 8 (Vcc): 芯片的供電引腳。該引腳將被連接到外部的啟動電路（通常是一個電阻器連接到整流主線）和自供電電路。不論自供電系統(tǒng)的配置，該引腳與地之間連接一個電容。要啟動L6561，電壓必須超過啟動閾值（13V最大）。低于此值芯片無法正常工作，消耗小于90A從Vcc。這允許利用阻值高的啟動電阻（數(shù)百K），從而降低了功耗和優(yōu)化了系統(tǒng)在低負(fù)載的效率，特別是在寬范圍的電源應(yīng)用。運行時，電流消耗（只芯片，而不考慮柵極驅(qū)動電流）上升到一個值，該值取決于運行條件，但從不超過4.5 mA。芯片一直工作只要電源電壓超過UVLO閾值（最大10.3V）。如果V

36、cc電壓超過18V，內(nèi)部額定電流為30 mA的齊納二極管，將被激活鉗位電壓。在這種情況下，芯片的功率消耗將大大增加，但只要電流低于最大額定值（<30mA）沒有什么損害。圖12。最佳MOSFET導(dǎo)通實用的設(shè)計實例要解決的主要概念，這里超寬范圍示范板的設(shè)計和板的評估結(jié)果被介紹。目標(biāo)規(guī)格匯總于表1。為了滿足他們一個合適的選擇，特別是關(guān)鍵部件，是重要的一步。表1。寬范圍PFC目標(biāo)規(guī)范。功率MOSFET：選擇合適的器件，兩個參數(shù)是有用的：最小阻斷電壓V（BR）DSS和的RDSON，因為功耗。選用的器件是STP8NM50的（MDMESH）（V（BR）DSS =500V，導(dǎo)通電阻=0.8 25

37、6;C，1.6125）。估計總功耗是1.6W。提供一個 40°C/ W的散熱片保持溫度在一個安全值。升壓二極管（D1）：塑封軸向二極管STTH1L06的（Turbo2，1A 600V）已被選中。估計的功耗約為0.24W。升壓電感（T）：電感值（L）高達(dá)0.7 mH為單位，從而導(dǎo)致最小開關(guān)頻率為35kHz。假設(shè)Igap/ Ie 為2.5最低額定值，最小磁芯尺寸評估給出了一個最小體積為2.6立方厘米。考慮到E系列，E25（2.99立方厘米有效容積）已被選中。為了減少銅損，多股線（20×0.1毫米）已被采納。繞組的電阻大約是在35 kHz0.75，所以最大的銅損是1W左右。輸出濾波電容（C6）：輸出電壓紋波的規(guī)格決定的電容值。假