反激變壓器設計實例二

1、反激變壓器設計實例（二）目錄反激變壓器設計實例（二） 1導論1一.自跟蹤電壓抑制 22 .反激變換器 緩沖”電路 43 .選擇反擊變換器功率元件 53.1 輸入整流器和電容器 53.2 原邊開關晶體管53.3 副邊整流二極管53.4 輸出電容64 .電路搭接和輸出結果 6總結7導論前面第一節(jié)已經將反激變換器的變壓器具體參數(shù)計算出來，這里整個反激電路最核心的部件已經確定，我們可以利用saber建立電路拓撲，由saber得出最初的輸出參數(shù)結果。首先進行開環(huán)控制，輸出電容隨便輸出一個值（由于C1作為輸出儲能單元，其容值估算應考慮到輸出的伏秒，也有人用12uF/W進行大概估算），這里選取1000uF作

2、為輸出電容。初始設計中的輸出要求12V/3A,故負載選擇4歐姆電阻，對于5V/10A的輸出，通過調節(jié)負載和占 空比可以達到。由實際測量可得，1mm線徑的平均電感和電阻值分別為6uH/匝和2.6箱/匝，寄生電感通常為5%,由于副邊匝數(shù)較少，可不考慮寄生電感，所以原邊寄生電感為 27uH, 電阻為11.57mQ,最終結果如圖1所示。圖1.反激電路主拓撲40 二:- - >«H * * HDim *tea，圖 / 噲 5CJ .|"工 m -/.*"*圖2.開關管電壓、輸出電壓、輸出電流首先由輸出情況可以看出， 變壓器的設計還是滿足要求的。 查看圖2中開關管電壓曲

3、線可以 看出，其開關應力過高，不做處理會導致開關管導通瞬間由于高壓而擊穿。在反激變換器中，有兩個主要原因會引起高開關應力。 這兩個原因都與晶體管自帶感性負載 關斷特性有關。最明顯的影響是由于變壓器漏感的存在， 集電極電壓在關斷邊沿會產生過電 壓。其次，不是很明顯的影響是如果沒有采用負載線整形技術，開關關斷期間會出現(xiàn)很高的二次測擊穿應力。一.自跟蹤電壓抑制當警惕管所在電路中帶感性或變壓器負載，在晶體管關斷時，由于有能量存儲在電感或變壓器漏感的磁場中，在其集電極將會產生高壓。在反激變換器中，儲存在變壓器中的大部分能量在反激期間將會傳遞到副邊?？墒怯捎诼└械拇嬖?，在反激期間開始時，除非采用一定形式的

4、電壓抑制，集電極電壓會有增加的趨勢。在圖3中，變壓器漏感、輸出電容電感和副邊電路的回路電感集中為？?并折算到變壓器原邊與原邊主電感？?相串聯(lián)?？紤]在關斷后緊接著導通這個動作，在此期間？?原邊繞組中已建立電流。當晶體管 Q關斷時，由于反激作用所有的變壓器電壓會反向。不考慮輸出整流二極管壓降，副邊電壓？淋會超過輸出電壓？?？由于漏感？?？ Q的集電極部分地脫離該鉗位作用，而儲存在 ？?期的能量 將使集電極電壓更加正。如果沒提供鉗位電路？、？，由于儲存在？?期的能量會重新進入 Q集電極的漏電容中，則 反激電壓將高到具有破壞性的程度?？墒窃趫D3中，穩(wěn)態(tài)條件下要求的鉗位作用由元件 ？、？和？提供。？的電

5、壓充到比反饋 回來的副邊反激電壓稍高一些。當 Q關斷，集電極電壓反激到該值，此時二極管 ？2導通并 保持電壓為常數(shù)（？與得到的能量相比較大）。在鉗位作用結束時，？上的電壓比開始值稍在周期的維持階段，由于向？放電，？上的電壓回到他原來的值。因此多余的反激能量消耗在？上。如果所有的條件保持恒定，減??？的值或漏感？鉗位電壓就會減小。圖3.用于反激變換器原邊降低應力的自跟蹤集電極電壓箝位圖4.集電極電壓波形，表示電壓箝位作用由于反激超調具有有用的功能， 因此不希望使鉗位電壓太低。在反激作用期間，它提供附加 的電壓以驅動電流進入副邊漏感。 這使變壓器副邊反激電流更加快速增加， 改善了變壓器效 率并減小了

6、 ？2上的損耗。這對低電壓、大電流的輸出尤為重要，因為此時漏感相對較大。所以選擇較低的？值，導致鉗位電壓太低是錯誤的。最大允許的原邊電壓超調量由晶體管?額定值控制，應不低于反饋的副邊電壓的30%。如需要，應使用較少的副邊匝數(shù)。如果儲存在？?？的能量較大，要避免？上有過多的損耗，則要用能量恢復繞組和二極管來 替代該電網絡，就像在正激變換器中使用的一樣。這可將多余的反激能量送回電源。很明顯，為了高效率并使 Q上的應力最小，漏感？?反盡可能小。這可由變壓器原副邊良好的絕緣來得到。同時也需要選擇具有最小電感的輸出電容，并且最重要的是副邊電路的回路電感應最小。后者可通過使導線與變壓器盡可能近耦合，且合理

7、繞制而得到。 音質電路板的走線應成對平行緊密耦合，距離要小。主意這些細節(jié)會提供高效率、好的調節(jié)性以及在反激電源中有好的交叉調節(jié)性。2 .反激變換器緩沖”電路副邊的擊穿應力問題常由 緩沖電路”來解決。圖5表示一典型電路。緩沖網絡的設計在后續(xù) 的文章中會詳細進行介紹。在離線反激變換器中為了減少副邊擊穿應力，需要在開關晶體管兩端跨接緩沖網絡。同時常常需要緩沖整流二極管來減少擊穿應力以及RF輻射問題。在圖5中，典型反激變換器的緩沖元件？?）? ?和？?跨接在Q兩端，其作用是在 Q關斷時為原邊感應驅動電流提供旁路和減少Q集電極的電壓變化率。工作原理如下：當Q開始關斷時，其集電極上的電壓將會升高， 原邊電

8、流將經過二極管 ？?教 移到電容？?？晶體管Q關斷非常快，其集電極上的dv/dt將由關斷時集電極原有的電流和 ？?勺 值來決定。集電極的電壓會突然升高，直到限定值（2?2）。很短時間后，由于漏感，輸出副邊繞組上的電壓將達到？蠹（等于輸出電壓加二極管壓降），反擊電流將由原邊交換到副邊，經？建立的電流速率由副邊漏感決定。實際上，Q不會立即關斷，如果要避免副邊擊穿電壓，緩沖元件用這樣選擇，使得Q集電極上的電壓在電流降到零之前不超過？蕾0,如圖6所示。圖5.用于離線反激變換器集電極的耗能緩沖電路圖6.集電極電壓和電流波形3 .選擇反擊變換器功率元件通常情況，在相同功率下，反激變換器要求的元件等級高于相

9、同功率的正激變換器。特別地，對輸出二極管、輸出電容、變壓器及開關晶體管的紋波電流要求較大?？墒瞧潆娐泛喕?，不需要輸出電感，而且每個輸出電源僅有一個整流二極管，這些可以抵消較大元件帶來的成本增加。所以總的來講，很多小型、小功率電源通常采用反激設計。3.1 輸入整流器和電容器在反激變換器中沒有對輸入整流器和儲能電容器的特殊要求。因此與用于其他形式變換器中的一樣，按滿足其額定功率和維持工作的需求來選擇。3.2 原邊開關晶體管反激電源中的開關晶體管承受相當高的應力。額定電流取決于最大負載、效率、輸入電壓、工作模式和變換器設計。首先計算在最小輸入電壓和最大負載下的集電極峰值電流。該例中,集電極峰值電流范

10、圍是平均電流的36倍，這取決于工作模式。集電極最大電壓也非常高。它取決于最大輸入電壓（空載）、反激系數(shù)、變壓器設計、感應的超調量和緩沖方式。例如，當饋電于額定電壓為 110V的交流電源時，最大的輸入電壓值為 137?對此輸入， 最大的空載直流整流電壓 ?（使用倍壓輸入電路）是解?= 2 2?在此，？?=最大交流輸入電壓，單位是 rmso該例中，解?= 137 X 1.42 X2 = 389?典型的反激電壓至少是？?？兩倍，該例中為778V。因此允許25%的感應超調裕量， 則集電極峰值電壓為972V,應選擇？?潁定值為1000V的晶體管。除了滿足這些重要條件，反激晶體管必須提供良好的開關特性、低

11、飽和電壓在峰值工作電流時具有有效的增益裕量。由于晶體管的選擇也要滿足增益，因此它確定了對驅動電路的要求，所以合適的功率晶體管的選擇可能是決定反激變換器的 效率和長期可靠性的最重要參數(shù)。3.3 副邊整流二極管rms電流應力。實際值取決于負載、導通反激變換器中的輸出整流二極管要經受大的峰值和角、漏感、工作模式和輸出電容ESR典型的rms電流是 陰?？而峰值電流可能高達 6?由于準確條件往往是不可知的，且二極管電流的計算困難，建議使用經驗方法。對于原來的標準電路板，應世道地選擇二極管的平均和峰值額定值?？焖俣O管的反向恢復時間不要超過 75ns。整流二極管的最終優(yōu)化選擇應在對樣機副邊整流器電流測量后

12、進行。由于對漏感、輸出回路電感、PCB走線、導線電阻以及輸出電容的ES喇ESL等的各種影響難以估計，計算出來的二極管rms和峰值電流通常不十分準確。這些參數(shù)對整流器的rms和峰值電流要求具有非常大的影響，特別是在低輸出電壓、高頻和大電流的情況下。3.4 輸出電容在反激變換器中輸出電容也是高應力的。 通常輸出電容的選擇有三個主要參數(shù)： 絕對電容值、 電容ESR ESL以及電容紋波電流額定值。 ESR和ESLR有通過選擇低 ESR和低SEL屬性的 電容器件，并且在安裝中要保持最短焊接路徑。當ESR和ESL較低時，在開關頻率下電容值可以控制峰峰紋波電壓。由于紋波電壓通常比平均輸出電壓小，可假設在關斷

13、期間輸出電容兩端的電壓有線性衰減。在這期間，電容必須遞送所有的輸出電流，電容兩端的電壓大約衰減 1V/us/A （對1uF的電容）。因此，如果已知最大關斷、負載電流和要求的紋波電壓峰峰值，那么最小輸出電容可通過下式計算： ?C =曙-?在此，C= 俞出電容，單位是 uF;?關斷時間，單位是 us;?行負載電流，單位是 A;?2-?=紋波電壓峰峰值該例中，X于一個 12V、3A輸出電源和100mV的紋波16 X10- 6 X3C= = 480uF0.14 .電路搭接和輸出結果將計算結果帶入 saber電路圖中，選擇 TR分析，啟動求解器，得到結果如圖7所示，可以看到，即使Q的兩端加了 RC吸收電

14、路，將很大一部分突變電流分流后其啟動電流還是很高， 改善方式可以通過降低漏感，加強吸收效果來進一步降低。圖7.saber軟件中的電路拓撲和結果圖示從圖8中可以看出，輸出電壓 13.71V,電流3.4A,跟前面計算結果吻合。圖9為輸出電壓放大后的截圖，可以看到電壓紋波在119mV,與初始設計值相吻合?？偨Y：本文主要部分完全參考開關電源手冊（第三版）中的反激電源計算實例，仿真驗證部分采用saber仿真軟件。由于反激開關電源存在非常大的EMI噪聲，傳統(tǒng)的加磁環(huán)、濾波器甚至屏蔽結構的做法無法達到需要的目的，高的電源噪聲將會產生一系列的EMC問題，甚至電源的正常工作都將無法保證。尤其是磁材料的飽和特性如果不加考慮，電源都無法正常工作。充分理解噪聲源的產生原因，有助于處理電源中的EMI噪聲，并且保證不影響開關電源效率。滿足高效率、低溫升、低EMI特性的嚴格要