新一代HB LLC控制IC L6599及應(yīng)用

1、【精品文檔】如有侵權(quán)，請聯(lián)系網(wǎng)站刪除，僅供學(xué)習與交流新一代HB LLC控制IC L6599及應(yīng)用.精品文檔.新一代HB-LLC控制IC-L6599及應(yīng)用ST公司針對日益廣泛使用的LCD-TV電源推出了新一代的 HB-LLC控制IC-L6599,它從L6598改進而來，從而性能更優(yōu)秀，使用更便捷。下面介紹IC特色及主要應(yīng)用。L6599是一個雙端輸出的控制器。它專為諧振半橋拓樸設(shè)計，提供兩個50%的互補的占空比。高邊開關(guān)和低邊開關(guān)輸出相位差180°,輸出電壓的調(diào)節(jié)用調(diào)制工作頻率來得到。兩個開關(guān)的開啟關(guān)斷之間有一個固定的死區(qū)時間，以確保軟開關(guān)及高頻下可靠工作。為使高邊驅(qū)動采用高壓電平位移的

2、結(jié)構(gòu)具有600V耐壓，用高壓MOSFET取代了外部快速二極管，IC設(shè)置的工作頻率范圍由外部元件調(diào)節(jié)。起動時為防止失控的沖擊電流，開關(guān)頻率從設(shè)置的最大值開始逐漸衰減直到由控制環(huán)路給出的穩(wěn)定狀態(tài)，這個頻率的移動不是線性的，用來減小輸出電壓的過沖，做到更好的調(diào)節(jié)。在輕載時，IC可以強制進入到控制為猝發(fā)模式工作，用以保持空載時的最低功耗。IC的功能包括非鎖定低邊禁止輸入以實現(xiàn)OCP，具有頻率移動及延遲關(guān)斷，然后再自動重新起動。更高水平的OCP在第一保護電平不足時可鎖住IC以控制初級電流。它結(jié)合了完整的應(yīng)對過載及短路的保護，此外鎖住禁止輸入(DIS)可以很容易地改善OTP及OVP。與PFC的接口處提供了

3、PFC預(yù)調(diào)整器在故障時的使能端子，這些故障包括OCP，在猝發(fā)模式時令DIS為高電平。L6599的內(nèi)部方框電路如圖1所示。 圖1 L6599 HB-LLC控制IC的內(nèi)部等效電路L6599的16PIN功能如下:1 PIN CSS 軟起動。此端接一外部電容到GND，接一電阻到RF端(4PIN)，它設(shè)置了最高振蕩頻率及頻率移動到恒定的時間，IC加一個內(nèi)部開關(guān)可以在芯片每次關(guān)閉時將此電容放電(Vcc<UVLO,LINE<1.25等)，以確保下次正常軟起動。此時，ISEN端上的電壓超過0.8V，然后長期保留在0.75V以上。8 PIN DELAY 過流的延遲關(guān)斷。從此端接一電容及電阻到GND，

4、設(shè)置IC關(guān)斷前的過流最大時間以及IC重起動之后的延遲，每個時段ISEN端電壓超過0.8V時,電容就由內(nèi)部150ua電流源發(fā)生器來緩慢放電。如果此端電壓達到2V，軟起動電容就完成放電，開關(guān)頻率被推到最大值。150uA電流源總保持開啟，在此端電壓超過3.5V時，IC即停止開關(guān)。內(nèi)部電流源也關(guān)斷，此端電壓衰減由外部電阻放電完成。IC在其電壓降至0.3V以下時重新軟起動。用此方法在短路條件下，變換器用非常低的平均輸入功率間歇式工作。3 PIN CF 定時電容。從此端接一電容到GND，用于內(nèi)部電流發(fā)生器的充電及放電，用接到4 PIN(RFmin)的外部網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)此內(nèi)部電流發(fā)生器，從而決定變換器的開關(guān)頻率。

5、4 PIN RFmin 最低振蕩頻率設(shè)置。此端提供預(yù)置的2V基準，用一支電阻從此端接到GND，以決定設(shè)置最低頻率的電流。用調(diào)頻的閉環(huán)反饋調(diào)節(jié)變換器輸出電壓。光耦的光電三極管通過一支電阻接到此端，電阻值將設(shè)置最高工作頻率。一個R-C串連從此端接到GND, 以設(shè)置從起動到穩(wěn)定工作的頻率移動范圍，并防止過沖。5PIN STBY 猝發(fā)模式工作閾值。此端檢測反饋控制環(huán)的電壓，并與內(nèi)部1.25V基準比較，如果此端電壓低于基準，IC即進入空載的狀態(tài)。其靜態(tài)電流即減下來，芯片在此端電壓超過基準50mV后重新開起，軟起動沒有實行。這個功能在負載降到幾乎空載時完成猝發(fā)模式工作。此負載水平可用接在光耦到RFmin端

6、的電阻來調(diào)節(jié).此端到RFmin在不使用猝發(fā)模式工作時可短接。6PIN ISEN電流檢測輸入。此端檢測初級電流，可用一電阻或一電容分壓器做無損檢測，此輸入無內(nèi)部逐個周期式控制。因此電壓信號必須濾波以得到平均電流信息。在其電壓超過0.8V閾值時，軟起動電容接到1PIN ，內(nèi)部放電，頻率增加以限制功率通過量。在輸出短路時，其通常接近初級的恒定峰值電流，這個條件允許由2PIN 設(shè)置，令電流保持在建起值而不管頻率的增加。第二個比較器在1.5V基準時鎖住器件令其關(guān)斷，使消耗降到起動前水平。然后信息被鎖住，必須到下一周期IC的電源電壓使能，令其重新起動，閂鎖被移去。此時,Vcc端電壓達到UVLO電壓閾值以下

7、。若此功能不用，將此端連接到GND。7PIN LINE 線路檢測輸入。此端用一電阻分壓器接到高壓輸入總線端(AC或DC)作布朗輸出保護。低于1.25V時關(guān)閉IC為低消耗，并放掉軟起動電容的電荷。在其電壓超過1.25V時，IC重新使能做軟起動，比較時提供一個電流滯后,內(nèi)部15uA電流源發(fā)生器在其低于1.25V時工作，在其高于1.25V時關(guān)斷。此端要用一旁路電容到地，減少噪聲干擾。此端上的電壓上限由內(nèi)部齊納限制，齊納激活時，IC也關(guān)斷。正常使用時，此端電壓為1.25 V6V。8PIN DIS 鎖住器件關(guān)斷。在內(nèi)部此端接到一個比較器，在其上電壓超過1.85V時，將IC關(guān)掉，并使功耗降到起動前的水平。

8、此信息被鎖住后，必須重新給IC加電才能令其重新軟起動，在Vcc電壓降到UVLO閾值以下時，此閉鎖才被移去，若不用要將此端接地。9PIN PFC_STOP 漏極開路的PFC控制器級的ON/OFF控制，通常此端開路，用以停止PFC，用于保護或猝發(fā)模式工作。在IC被DIS>1.85V，ISEN>1.5V，LINE>6V及STBY<1.25V關(guān)斷時，此端為低電平。在DELAY上的電壓超過2V時又回到開路狀態(tài)，此時電壓降到0.3V，在UVLO期間它開路，如果不用它，此端懸空不接。10PIN GND IC公共端。低邊柵驅(qū)動電流回程端及IC工作電流回流端，所有偏置元件回GND端要各自

9、獨立，為星狀接法。11PIN LVG 低邊柵驅(qū)動輸出端。驅(qū)動能力為源出0.8A漏入0.3A。驅(qū)動半橋電路低邊的MOSFET，在UVLO時此端為低電平。12PIN Vcc IC供電端。也是低邊柵驅(qū)動電壓，要0.1uF電容旁路到GND。也可用一獨立偏置電壓供IC的信號部分。13PIN NC 高壓隔離端。此端內(nèi)部不接電路，隔離開高壓及低壓部分。14PIN OUT半橋的高邊驅(qū)動輸出的地端，高邊柵驅(qū)動電流的回流端子，PCB布局時小心，防止因接線太長出現(xiàn)尖刺電壓。15PIN HVG 高邊浮動的柵驅(qū)動輸出端，可源出0.8A，漏入0.3A。驅(qū)動半橋電路高邊的MOSFET，用一電阻在內(nèi)部接到14PIN，以確保在

10、UVLO時此端不處于浮動狀態(tài)。16PIN VBOOT 高邊柵驅(qū)動的浮動電源電壓。升壓電容接于此端到14PIN之間，由內(nèi)部同步升壓二極管給其電平移動，并送來驅(qū)動信號。此專利的結(jié)構(gòu)取代了通常外部加上的高壓二極管。L6599的應(yīng)用注意L6599是一個先進的雙端輸出專用于諧振半橋拓樸的控制器，在此變換器中，半橋的高邊，低邊兩開關(guān)交替地導(dǎo)通和關(guān)斷（相位差180°），也即工作在各50%占空比，雖然實際占空比即導(dǎo)通時間與開關(guān)周期之比略小于50%，其內(nèi)部有一固定的死區(qū)時間TD，將其插在一個MOSFET的關(guān)斷與另一MOSFET的導(dǎo)通之間。在此死區(qū)時間內(nèi)，兩只MOSFET都關(guān)斷。這個死區(qū)時間可確保變換器

11、正確工作，要確保實現(xiàn)軟開關(guān)以及高頻工作下的低EMI 。為了保證變換器的輸出電壓調(diào)整率，器件要能工作在不同的模式下，各種工作模式取決于負載條件。見圖2。圖2 L6599的多個工作模式1,在重載，中載及輕載時，張弛振蕩器產(chǎn)生一個對稱的三角波，此時MOSFET的開關(guān)鎖住，波形的頻率與一電流相關(guān)，它去調(diào)制反饋電路，結(jié)果由半橋驅(qū)動的槽路接受由反饋環(huán)命令的頻率并保持輸出穩(wěn)定，于是它的工作頻率取決于傳輸特性。2,在猝發(fā)模式下，此時為空載或極輕負載，當負載降到此值以下時，變換器進入間歇式工作，一些開關(guān)周期是在近似固定頻率下工作，且由一些無效的周期間隔開，兩個MOSFET都處在關(guān)閉狀態(tài)，隨著負載進一步減小，會進

12、入更長的無效周期，以減小平均開關(guān)頻率。當變換器完全空載時，平均開關(guān)頻率會降到幾百赫茲，于是最小的磁化電流損耗隨頻率減下來，容易完成節(jié)能要求。振蕩器振蕩器在外部用一個電容CF調(diào)節(jié)，從3PIN接到GND，用接到4PIN的網(wǎng)絡(luò)交替地充放電來定出，此端提供2V基準，有源出2mA電流能力，當源出更大電流時，會有更高頻率，其方框電路見圖3。圖3 L6599的振蕩器內(nèi)外電路在RFmin端的網(wǎng)絡(luò)通常包含三個內(nèi)容：1，一個電阻RFmin接到此端與GND之間，它決定最低工作頻率。2，電阻RFmax，接于此端和光耦集電極之間（其發(fā)射極接GND），光耦從二次側(cè)傳輸反饋信息，光電三極管將調(diào)制通過分支的電流，從而調(diào)制振蕩

13、器的頻率，執(zhí)行輸出電壓的調(diào)制，RFmax的值決定了半橋最高工作頻率，此時光電三極管處在飽合狀態(tài)。3，一個R-C串聯(lián)電路（Css+Rss）接于此端到GND，用來設(shè)置起動時的頻率移動，注意在待機工作狀態(tài)時，其貢獻為0。下面是最低及最高工作頻率之間的數(shù)學(xué)關(guān)系表達式。在CF定在幾百pf或幾nf區(qū)間后，RFmin和RFmax的值將按所選振蕩器頻率來決定，從最低頻到最高頻，在此頻率范圍內(nèi)要能穩(wěn)壓。不同的選擇準則是在猝發(fā)模式工作時對RFmaz將有不同的值。在圖4中，給出振蕩波形與柵驅(qū)動信號之間的關(guān)系。在半轎的開關(guān)結(jié)點處示出。注意，低邊驅(qū)動開啟時，振蕩器三角波上斜，而高邊驅(qū)動開啟時或IC在猝發(fā)模式下開關(guān)時，低

14、邊MOSFET先導(dǎo)通給升壓電容充電，結(jié)果,升壓電容總是在充電后才令高邊MOSFET工作。工作在空載或非常輕的負載下。 圖4 振蕩器波形與柵驅(qū)動信號的關(guān)系當諧振半橋在輕載或空載時，它的開關(guān)頻率將達到最大值，為保持輸出電壓在此條件下仍受控，并防止丟失軟開關(guān)，必須讓有效的剩余電流流過變壓器的勵磁電感，當然，此電流產(chǎn)生一些附加損耗，這防礙實現(xiàn)變換器在輕載下的低損耗。為克服此問題，L6599的設(shè)計使變換器間歇工作（猝發(fā)式工作），用插入幾個開關(guān)周期中給出空閑的輸出，令兩功率MOSFET關(guān)斷，這樣平均開關(guān)頻率就減下來了。結(jié)果，實際磁化電流的平均值及相關(guān)損耗也減下來了，使變換器成為節(jié)省能源的推薦品。器件用5P

15、IN可使其工作在猝發(fā)模式下，如果加到此端的電壓降到1.25V以下，IC將進入空閑狀態(tài)，此時兩個柵驅(qū)動輸出都為低電平，振蕩器停止工作，軟起動電容Css保持在充電狀態(tài)，僅有RFmin端的2V基準留住以使IC有最低的消耗。Vcc電容也放了電，IC將在此端電壓超過1.25V的50mV以上時恢復(fù)工作。執(zhí)行猝發(fā)模式工作，加到STBY端的電壓需要與反饋環(huán)路相關(guān)，圖5示出最簡單的關(guān)系適于窄輸入電壓范圍工作。圖5 窄輸入電壓時的猝發(fā)工作模式 圖6 寬輸入電壓時的猝發(fā)工作模式實際上，RFmax由開關(guān)頻率fmax定出，超出后L6599進入猝發(fā)模式工作，一旦fmax固定，RFmax即可求出：注意：除非fmax在前面考

16、慮，此處fmax是結(jié)合某些負載POUTB，在最小值時的狀態(tài)，POUTB 由變壓器峰值磁化電流足夠低，不能產(chǎn)生音頻噪聲為決定。諧振變換器的開關(guān)頻率，還取決于輸入電壓。因此對圖5有較大輸入電壓范圍的電路，POUTB的值將變化，要予以考慮。在此情況，推薦如圖6的安排。變換器的輸入電壓到STBY端，由于開關(guān)頻率與輸入電壓的非線性關(guān)系，要更實際地找出校正RA/(RA+RB) 的合適數(shù)值，這需要少量改變POUTB的值，小心地選擇RA+RB總值必須大于Rc，以減小對LINE端電壓的影響。無論如何，用此電路時，它的工作可如下描述。由于負載降到POUTB值以下，頻率會試圖超過調(diào)整值fmax，STBY端上的電壓也

17、將低于1.25V，IC然后停止兩功率開關(guān)的驅(qū)動，于是半橋的兩功率MOSFET處在關(guān)斷狀態(tài)，VSTBY電壓會隨反饋結(jié)果而增加，能量傳輸停止。在其電壓升到1.30V時，IC重新開始開關(guān)。此后，VSTBY將再變低，重復(fù)能量猝發(fā)，使IC停止工作。以這種方法變換器即工作在猝發(fā)模式，且接近一個恒定低頻，隨負載的進一步減小，會使頻率再減小，甚至達幾百赫的水平，圖7示出時序圖，表示出其工作種類，示出最有用的信號，用一支小電容從STBY接到GND，僅靠IC放置，減小開關(guān)噪聲，實現(xiàn)清潔式工作。 圖7 L6599在不同工作模式下的時序圖為幫助設(shè)計師滿足節(jié)能要求，在PFC的功率因數(shù)校正部分，因為PFC預(yù)調(diào)整器領(lǐng)先于D

18、C/DC變換器工作，器件允許PFC預(yù)調(diào)整器在猝發(fā)模式工作時被關(guān)斷，從而消除PFC部分的功耗約0.51W，也因低頻時EMI的調(diào)節(jié)要參照正常負載，所以變換器在空載及輕載時沒有限制觀察。為做到這一點，器件提供9PIN作（PFC_STOP）開集電極輸出，通常為開路，在IC工作于猝發(fā)模式的空閑周期時，令其為低，此信號用于關(guān)斷PFC控制器如圖8所示。L6559的UVLO端保持開路，以使PFC首先啟動。 圖8 L6599關(guān)斷PFC控制IC的電路軟起動通常講，軟起的目的是為起動時逐漸增加變換器的功率能力，為防止過沖電流，在諧振變換器中，給出的功率取決于頻率高低，所以軟起動是采用讓開關(guān)頻率從高到達控制環(huán)路的限定

19、值來做的，所以L6559變換器的軟起動簡單地加個RC串聯(lián)電路從4PIN接到GND。 圖9 L6599的軟起動內(nèi)外電路開始時，電容Css完全放電，所以串聯(lián)電阻Rss與RFmin有效地并聯(lián)，結(jié)果初始頻率取決于Rss和RFmin，由于光耦的光電三極管此時關(guān)斷，（要等到輸出電壓建起反饋后）。Css電容逐漸充電直到電壓達到2V基準電壓。隨之，通過Rss的電流降到0，典型為 5倍的常數(shù)Rss*Css值。此前，輸出電壓將緊靠穩(wěn)定值，直到反饋環(huán)工作，光耦的光電三極管將決定此時負載下的工作頻率。在此頻率擺動期間，工作頻率將隨Css電容的充電而衰減，開始時充電速率較快，隨后充電速率逐漸慢下來。這種頻率非線性的變化

20、，取決于槽路，它使變換器的功率能力隨頻率變化，但輸出功率迅速地隨其變化。結(jié)果，隨著頻率線性涌動，平均輸入電流是鋸齒狀增加，沒有峰值出現(xiàn)，輸出電壓幾乎沒有過沖地達到穩(wěn)定值。典型 Rss和CSS的選擇基于下面的關(guān)系式：此處，f start推薦至少4倍于f min，對Css合適的準則是相當經(jīng)驗的成分，以及在有效的軟起動和有效的OCP之間的折衷，參照圖10的時序曲線。電流檢測OCP和OLP諧振半橋基本上是電壓型控制，因此電流檢測輸入僅作OCP保護用。不象PWM控制的變換器，能量流是由初級開關(guān)的占空比控制的，在諧振半橋中，占空比是固定的，能量流是由開關(guān)頻率控制的，這也沖擊著限流方法的實現(xiàn)。此時，PWM控

21、制的變換能量流可以用終止開關(guān)導(dǎo)通來限制，在檢測出電流超出現(xiàn)有閾值即可限制。而在諧振半橋中，開關(guān)頻率即振蕩器頻率必須增加才能迅速關(guān)閉開關(guān)，這至少要在下一個振蕩周期才能看到頻率的變化，這就是說必須有效地增加頻率才能改變能量有效流動，頻率改變速率必須比頻率自身要慢。這樣，運行中意味著逐個周期式限流行不通，因此，初級電流的信息送到電流檢測輸入的信號必須是平均值的。當然，平均的時間不能太長，以防止初級電流達到或超過最大值。圖11和圖12用一對電流檢測表示出此特點。電路圖11是一個簡單僅用一個檢測電阻Rs即可以，但損傷了效率。圖12可更有效，但是在效率指標要求很高時才推薦使用。圖11 用電流檢測電阻的檢測

22、電路 圖12 用并聯(lián)電容檢測過流的檢測電路器件提供電流檢測電流輸入端（6PIN ISEN）并給出過流管理系統(tǒng)，ISEN端內(nèi)部接到第一比較器的輸入，比較參考電平為0.8V，第二比較器參考電平為1.5V，如果加到此端的外部電壓超過0.8V，則第一比較器觸發(fā)，使內(nèi)部開關(guān)開啟，并放掉Css電容的電荷，這會迅速增加振蕩器的頻率，從而限制了能量的傳輸，放電直到ISEN端電壓降下50mV，這樣此平均時間為10 / f min的范圍，保證了有效頻率的上升，在輸出短路時，這個工作的結(jié)果接近恒定峰值的初級電流。通常，ISEN端的電壓可過沖到0.8V，當然如果ISEN端電壓達到1.5V時，第二比較器將被觸發(fā)，L65

23、99將關(guān)斷，并鎖住兩個輸出驅(qū)動及令PFC_STOP端變低電平，因此關(guān)斷了整個系統(tǒng)，IC的電源電壓必須拉到UVLO以下，等到再次升到起動電平以上時，才能再起動，如果軟起動電容Css太大就可能出現(xiàn)，所以它的放電不能足夠快，或在變壓器磁化電感飽合時或在二次側(cè)整流短路時才出現(xiàn)。在圖11的電路中，檢測電阻Rs串在低邊MOSFET的源極到GND。注意實際連接的諧振電容處，用此方法，Rs上的電壓就與高邊MOSFET中流過的電流相關(guān)了，在多數(shù)開關(guān)周期中都是正的。除非諧振電流在低邊MOSFET反轉(zhuǎn)的時段，但此時低邊MOSFET已關(guān)斷，假設(shè)RC濾波時間常數(shù)至少10倍于最小的開關(guān)頻率fmin時段，則Rs的近似值可用

24、下式表示：此處，Icrpkx是最大的流過諧振電容和變壓器初級繞組的峰值電流，相應(yīng)也是最低輸入電壓及最大負載下的電流。圖12的電路可以工作在兩個不同的方法，如果電阻RA與CA相串聯(lián)，且數(shù)值較小，則電路工作象一個電容性電流分壓器，CA典型選在RR/100或少一些，要用低損耗型，檢測電阻RB用下式計算：CB將按RB*CB為10 / f min來選擇。如果電阻RA與CA相串時不是很小，電路的工作象一個跨過諧振電容Cr的紋波電壓分壓器，在運行中與通過Cr作用的電流相關(guān)，再有CA也將典型無擇等于CR/100或更少一些，這個時段不必是低損耗型的，這時的RB為：此處，CA(XCA) 和CR(XCr) 在這個頻

25、率條件下計算，即IcrpK = I crpKx CB將成為RB*CB，其范圍為10 / f min。無論如何，電路進入實用，Rs或RB的計算值都要考慮第一個剪切值，在經(jīng)驗的基礎(chǔ)上加以調(diào)整。在過載或輸出短路時，OCP在限制初級以次級能量流上是有效的，但通過二次繞組及整流元件的輸出電流在此條件下可能比較高。如果連續(xù)出現(xiàn)此現(xiàn)象的話，會危機變換器的安全。為防止其在任何此條件下產(chǎn)生的危險，通常強制變換器間歇式工作。為了帶來平均輸出電流值給變壓器及整流元件的熱應(yīng)力，這可較容易地掌握。用L6599的設(shè)計師，可調(diào)節(jié)外部最大時間TSH，即變換器允許過載運行或在短路下運行的時間，過載或短路時間必須小于TSH，這段

26、時間內(nèi)不會有任何動作，因此提供給系統(tǒng)具有免除短期征兆期的功能。如果TSH超出過載保護(OLP)的過程被激活，將關(guān)閉器件。在連續(xù)過載/短路的情況下，將用一個用戶定義占空比的方法連續(xù)中斷工作。 圖10 軟起動和過流時的波形和時序圖這個功能與2PIN（DELAY）有關(guān)，借助電容Cdelay，及并聯(lián)電阻Rdelay接到GND，由于ISEN端電壓超過0.8V，第一級OCP比較器動作，Css放電，接通內(nèi)部電流發(fā)生器。它源出150uA電流（從DELAY端）并給Cdelay充電，在過載/短路期間，OCP比較器及內(nèi)部電流源迅速地激活，且Cdelay將用平均電流充電。它取決于電流檢測濾波器電路的時間常數(shù)。Css上

27、的諧振電路的特性。由于Rdelay的放電可忽略不計，考慮時間常數(shù)將典型地很長。這個工作將到來，而且直到Cdelay上的電壓達到2V，它定義了時間TSH，TSH到Cdelay沒有簡單的關(guān)系，這樣它實際上由Cdelay根據(jù)經(jīng)驗決定。作為運行指示，在Cdelay =1uf時，TSH將是100ms。一旦Cdelay充電到2V，內(nèi)部開關(guān)將Css放電，強制連續(xù)為低電平，不去管OCP比較器的輸出，150uA電流源連續(xù)導(dǎo)通，直到Cdelay上的電壓達到3.5V，此時段為TMP。對TMP以ms表示，Cdelay以uf表示，在此期間L6599運行在接近fstart的頻率上，以便減小諧振電路內(nèi)部的能量，隨著Cdel

28、ay上電壓達到3.5V，器件停止開關(guān)，PFC_STOP端拉到低電平，還有內(nèi)部發(fā)生器也關(guān)斷，所以Cdelay慢慢地由Rdelay放電，IC在Cdelay電壓低于0.3V時再次重新起動，Tstop為：圖10給出工作的時序圖。注意，如果在Tstop期間，L6599 Vcc上的電壓降到UVLO閾值以下，IC會保持記憶，而在Vcc超過起動閾值后，不再立即重新起動。如果V(delay) 仍高于0.3V，還有PFC_STOP端停在低電平的時間會如V(delay) 一樣長地大于0.3V。注意，在過載時間小于TSH的情況下，TSH的值在下一次過載時會變得較低。鎖死關(guān)斷器件配備一個比較器，其有一同相端引出，接于8

29、PIN (DIS) ，內(nèi)部的反相輸入端接于1.85V的基準，隨著此端電壓超過內(nèi)部閾值，IC會立即關(guān)斷，其功率消耗減到一個低值，鎖死信息必須讓Vcc端電壓降到UVLO閾值以下，這樣才能復(fù)位鎖住，并重新起動IC。這個功能用于執(zhí)行過熱保護，從外部基準電壓用一分壓器接在此端作偏置，上部電阻為NTC，令其靠近發(fā)熱元件，如MOSFET，或者二次側(cè)的二極管或變壓器。OVP也可以用它來執(zhí)行，用檢測輸出電壓或經(jīng)光耦傳輸一個過壓條件即可。線路檢測功能此功能基于停止IC。隨著輸入電壓到變換器時降到低于規(guī)定范圍，讓它在電壓返回時重新起動，檢測電壓可是整流濾波的主電壓。在此情況，即作為布朗輸出保護。也可以用PFC預(yù)調(diào)節(jié)

30、器的輸出電壓保護，此功能服從于POWER-ON及POWER-OFF功能。L6599在輸入欠壓時關(guān)斷。此是用內(nèi)部比較器完成，如圖13所示，其同相輸入端為7PIN(LINE) ，比較器反相端內(nèi)部接于1.25V。如果LINE端電壓低于內(nèi)部基準，在此條件下，軟起動即被禁止，PFC_STOP端開路，IC功率消耗減下來，PWM工作重新使能狀態(tài)要在此端電壓高于1.25V。比較器用一個電流滯插入形成比較器的電壓窗口。在LINE端上電壓低于基準時，內(nèi)部1uA電流漏被激活打開，若電壓高于基準，即關(guān)斷。這種方式提供一個附加的自由度，使設(shè)置ON閾值及OFF閾值成為可能，選擇合適的外部電阻分壓網(wǎng)絡(luò)即可以實現(xiàn)。 圖13

31、線路電壓檢測功能電路及工作波形參考圖13，下面的關(guān)系式可以估出ON(Vinon) 及OFF(Vinoff) 的輸入電壓值。求解RH和RL給出：當線路欠壓時被激活，無PWM。Vcc電壓連續(xù)在起動及UVLO閾值之間振蕩，見圖13。加入附加的安全測量，如果此端電壓超過7V，則器件關(guān)斷。如果電源電壓總在UVLO閾值以上，IC將重新起動，使其電壓降到7V以下。LINE端，當器件工作時，它是一個高阻抗輸入端，接到高值電阻處。這樣它傾向于抬舉一個噪聲，它可能改變關(guān)斷閾值或給出一個不希望有的在ESD測試中出現(xiàn)IC關(guān)斷的現(xiàn)象，用一支小濾波電容加到此端作旁路，用來防止任何這一類的不正常工作。如果此端功能不用可以將

32、其接到一個電壓高于1.25V，但低于6V的地方。高邊驅(qū)動升壓電路部分浮動高邊驅(qū)動升壓電路部分用一個電容升壓電路來完成，這個方案通常需要一支高壓快恢復(fù)二極管，去給升壓電容CBOOT充電，在L6599中，新的專利技術(shù)是用IC內(nèi)一只高壓DMOS取代外部高壓二極管，它工作在第三象限，由低邊驅(qū)動器（LVG）同步驅(qū)動，用一支低壓二極管與其源極連接。如圖14所示。圖14 L6599的內(nèi)部升壓電路二極管用于防止任何從VBOOT端返回Vcc的電流，在內(nèi)部電容沒有完全放電之前，可迅速將其關(guān)斷。為驅(qū)動同步DMOS，它需要一個高于電源電壓Vcc的電壓，此電壓由內(nèi)部充電泵來完成（圖14）。升壓驅(qū)動結(jié)構(gòu)在給CBOOT重新

33、充電時插入了電壓降，它隨工作頻率的增加而增加，還隨外部功率MOSFET的柵驅(qū)動功率增加，相當于MOSFET的RDS(ON) 的壓降和串聯(lián)二極管正向壓降之和。在低頻工作時，此壓降很小，可以忽略不計，但隨工作頻率的升高，必須計及此壓降。實際上，此壓降減少了驅(qū)動高邊MOSFET信號的電壓幅度，此驅(qū)動電壓幅度的減少會使高邊MOSFET的RDS(ON) 增大，從而損耗加大。這個概念應(yīng)用于變換器的設(shè)計，在高的諧振頻率時（>150KHz）,特別是高頻滿載時。另一方面，在高頻輕載時，電流流過半橋低邊MOSFET的通道時，RDS(ON) 的增大可以不顧及。當然，檢查這一點用任何方法都是合理的，下面的公式用

34、于計算升壓驅(qū)動器的壓降。此處，Qg是外部功率MOSFET的柵電荷，r DS(ON) 是升壓DMOS的導(dǎo)通電阻，典型值（150），T chrge是升壓驅(qū)動的導(dǎo)通時間。它等于1/2的開關(guān)周期，減去死區(qū)時間TD。例如，用的MOSFET的柵電荷為30nc，升壓驅(qū)動器在開關(guān)頻率200KHz時壓降為3V。如果升壓驅(qū)動器的有效壓降可忽略，采用外部超快二極管，也可省去內(nèi)部DMOS的壓降。L6599的應(yīng)用介紹1. L6599與L6563聯(lián)合設(shè)計的高檔AC/DC適配器。采用L6563和L6599設(shè)計的90W適配器電源，為典型高端Noot Book應(yīng)用，其空載待機損耗<0.4W，轉(zhuǎn)換效率極高。為實現(xiàn)此方案，前端PFC預(yù)調(diào)整器采用L6563，后級采用諧振半橋變換器控制器L6599，L6599的待機功能系采用在輕載時加入猝發(fā)功能，并關(guān)斷PFC級得到的，從而能滿足最新的AC/DC適配器的要求。此電路還提供了很好的滿載轉(zhuǎn)換效率。下面是此適配器電源的主要特性。l 全電壓輸入范圍90264Vac，4565Hz。l 輸出電壓電流為19V，4.7A，連續(xù)工作。l 主要諧波滿足EN6100-3-2規(guī)范。l 待機功耗小于0.4W（265Vac）。l 效率