10數(shù)模和模數(shù)轉(zhuǎn)換器

1、10數(shù)模和模數(shù)轉(zhuǎn)換器在數(shù)字系統(tǒng)的應(yīng)用中，通常要將一些被測量的物理量通過傳感器送到數(shù)字系統(tǒng)進(jìn)行加工 處理；經(jīng)過處理獲得的輸出數(shù)據(jù)又要送回物理系統(tǒng)，對系統(tǒng)物理量進(jìn)行調(diào)節(jié)和控制。傳感器輸出的模擬電信號首先要轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，數(shù)字系統(tǒng)才能對模擬信號進(jìn)行處理。這種模擬量到數(shù)字量的轉(zhuǎn)換稱為模-數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換。處理后獲得的數(shù)字量有時(shí)又需轉(zhuǎn)換成模擬量，這種轉(zhuǎn) 換稱為數(shù)4H(D/A)變換。A/D轉(zhuǎn)換器簡稱為 ADC和D/A轉(zhuǎn)換器簡稱為 DAC是數(shù)字系統(tǒng)和 模擬系統(tǒng)的接口電路。一、D/A轉(zhuǎn)換器D/A轉(zhuǎn)換器一般由變換網(wǎng)絡(luò)和模擬電子開關(guān)組成。輸入 n位數(shù)字量D (=Dn-iD1D0) 分別控制這些電子開關(guān)， 通過變換

2、網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生與數(shù)字量各位權(quán)對應(yīng)的模擬量，通過加法電路輸出與數(shù)字量成比例的模擬量。1、倒T型電阻網(wǎng)絡(luò)D/A轉(zhuǎn)換器倒T型電阻解碼D/A轉(zhuǎn)換器是目前使用最為廣泛的一種形式，其電路結(jié)構(gòu)如圖d0 d1 d2d n-2 d n-1R2R R10.1.1 所示。R 2R圖10.1.1 倒T型電阻網(wǎng)絡(luò)D/A轉(zhuǎn)換電路當(dāng)輸入數(shù)字信號的任何一位是“1”時(shí)，對應(yīng)開關(guān)便將 2R電阻接到運(yùn)放反相輸入端，而當(dāng)其為“ 0”時(shí)，則將電阻2R接地。由圖7.2可知，按照虛短、虛斷的近似計(jì)算方法，求 和放大器反相輸入端的電位為虛地，所以無論開關(guān)合到那一邊，都相當(dāng)于接到了 “地”電位 上。在圖示開關(guān)狀態(tài)下，從最左側(cè)將電阻折算到最右側(cè)，先是

3、 2R/2R并聯(lián)，電阻值為 R, 再和R串聯(lián)，又是2R, 一直折算到最右側(cè)，電阻仍為R,則可寫出電流I的表達(dá)式為I VREFR只要Vref選定，電流I為常數(shù)。流過每個(gè)支路的電流從右向左， 分別為4、2、。 212223當(dāng)輸入的數(shù)字信號為“ 1”時(shí)，電流流向運(yùn)放的反相輸入端，當(dāng)輸入的數(shù)字信號為“0”時(shí),電流流向地，可寫出I的表達(dá)式 I z I zI 2dn 17dn 2在求和放大器的反饋電阻等于R的條件下，輸出模擬電壓為Uo RI R(2dn1 4dn25 d1 Ad0)Vref2n(dn-12 n-1dn-2 2 n-2d1 21d020)U0VREF(dn 1 2n 1 dn 22nd1 2

4、1d0 20)2、權(quán)電流型D/A轉(zhuǎn)換器倒T型電阻變換網(wǎng)絡(luò)雖然只有兩個(gè)電阻值，有利于提高轉(zhuǎn)換精度，但電子開關(guān)她非理想器件，模擬開關(guān)的壓降以及各開關(guān)參數(shù)的不一致都會引起轉(zhuǎn)換誤差。采用恒流源權(quán)電流能克服這些缺陷，集成D/A轉(zhuǎn)換器一般采用這種變換方式。圖10.1.2給出了四位權(quán)電流型 D/A轉(zhuǎn)換器的示意圖。高位電流是低位電流的倍數(shù)，即各二進(jìn)制位所對應(yīng)的電流為其權(quán)乘最低位電流。vo圖10.1.2權(quán)電流D/A轉(zhuǎn)換器3、D/A轉(zhuǎn)換器的輸出方式D/A轉(zhuǎn)換器大部份是數(shù)字電流轉(zhuǎn)換器，實(shí)用中通常需增加輸出電路， 實(shí)現(xiàn)電流電壓變換。在變換網(wǎng)絡(luò)中，電流是單方向的，即在0和正滿度值或負(fù)滿度值之間變化，是單極性的。為了能使

5、輸出在正負(fù)滿度值之間變化，也即雙極性輸出方式，也需要增加輸出電路。在單極性輸出方式時(shí)， 數(shù)字量采用自然二進(jìn)制碼表示大小，輸出電路只要完成電流一電壓的變換即可。雙極性輸出方式時(shí)，數(shù)字量是雙極性數(shù)。二進(jìn)制雙極性數(shù)字的負(fù)數(shù)可采用：2的補(bǔ)碼、偏移二進(jìn)制碼或符號數(shù)值碼（符號位加數(shù)值碼）。表10.1.1列出了部分四位雙極性二進(jìn)制碼。表10.1.1部分四位雙極性二進(jìn)制碼十進(jìn)制數(shù)補(bǔ)碼偏移碼符號數(shù)值碼二十進(jìn)制數(shù)補(bǔ)碼偏移碼符號數(shù)值碼0000010000000-11111011110011000110010001-21110011010102001010100010-311010101101130011101100

6、11-41100010011004010011000100-51011001111015010111010101-61010001011106011011100110-71001000111117011111110111-810000000注：符號數(shù)值碼頭1000表示（-0）由表10.1.1可見，偏移二進(jìn)制碼是在自然二進(jìn)制碼的基礎(chǔ)上偏移而成的，四位偏移二進(jìn)制碼的偏移量為 1000 （8H）。因此，按自然二進(jìn)制碼進(jìn)行D/A變換后，只要將輸出模擬量也進(jìn)行相應(yīng)偏移（減去1000對應(yīng)的模擬值）即可獲雙極性輸出。數(shù)字量以2的補(bǔ)碼表示時(shí)，需先將2的補(bǔ)碼轉(zhuǎn)換成偏移二進(jìn)制碼（2的補(bǔ)碼加1000）,然后送D/A

7、轉(zhuǎn)換器，可得雙極性 輸出。4、D/A轉(zhuǎn)換器的主要技術(shù)指標(biāo)（1）轉(zhuǎn)換精度D/A轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換精度用分辨率和轉(zhuǎn)換誤差描述。分辨率分辨率是用以說明 D/A轉(zhuǎn)換器在理論上可達(dá)到的精度。用于表征D/A轉(zhuǎn)換器對輸入微輸出電壓可分離的等級越多，即分辨率越DA轉(zhuǎn)換器的分辨率。此外，D/A轉(zhuǎn)換ULSB與最大輸出電壓 Um之比來表示，即小量變化的敏感程度， 顯然輸入數(shù)字量位數(shù)越多， 高。所以實(shí)際應(yīng)用中，往往用輸入數(shù)字量的位數(shù)表示 器的分辨率也定義為電路所能分辨的最小輸出電壓Vref八U LSB2n2UmVref (2n 1)2n分辨率越小，分辨能力越高，例如,5G7520十位上式說明，輸入數(shù)字代碼的位數(shù) n越多, D

8、A轉(zhuǎn)換器的分辨率為1210110.0009781023轉(zhuǎn)換誤差是用以說明D/A轉(zhuǎn)換器實(shí)際上能達(dá)到的轉(zhuǎn)換精度。轉(zhuǎn)換誤差可用輸出電壓滿度值的百分?jǐn)?shù)表示，也可用LSB的倍數(shù)表示。例如，轉(zhuǎn)換誤差為【LSB,用以表示輸出模擬電壓的2絕對誤差等于當(dāng)輸入數(shù)字量的 換誤差又分靜態(tài)誤差和動態(tài)誤差。LSB為1,其余各位均為 0時(shí)輸出模擬電壓的二分之一。轉(zhuǎn)產(chǎn)生靜態(tài)誤差的原因有，基準(zhǔn)電源的零點(diǎn)漂移，模擬開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的內(nèi)阻和壓降以及電阻網(wǎng)絡(luò)中阻值的偏差等。轉(zhuǎn)換的動態(tài)過程中產(chǎn)生的附加誤差，它是由于電路中的分布參數(shù)的影響,到達(dá)解碼網(wǎng)絡(luò)輸出端的時(shí)間不同所致。VREF的不穩(wěn)定，運(yùn)放動態(tài)誤差則是在 使各位的電壓信號(2)轉(zhuǎn)換速度建

9、立時(shí)間tset它是在輸入數(shù)字量各位由全0變?yōu)槿?,或由全1變?yōu)槿?,輸出電壓達(dá)到某一規(guī)定值(例如最小值取 LSB或滿度值的0.01%)所需要的時(shí)間。目前，在內(nèi)部只含有解碼網(wǎng)絡(luò)和 模擬開關(guān)的單片集成DA轉(zhuǎn)換器中，tset< 0.1 s；在內(nèi)部還包含有基準(zhǔn)電源和求和運(yùn)算放大器的集成DA轉(zhuǎn)換器中，最短的建立時(shí)間在1.5 s左右。D/A轉(zhuǎn)換器的所有電路。AD7520十位D/A轉(zhuǎn)換器屬于前一類集成D/A轉(zhuǎn)換器。AD7520芯片內(nèi)部只含 R-2R電阻網(wǎng)絡(luò)、AD7520時(shí)必須外接參考電源和運(yùn)算放大器。 圖10.1.3所示，虛框中是 AD7520內(nèi)部電路。CMOS電子開關(guān)和反饋電阻(Rf=10kQ)。應(yīng)

10、用由AD7520內(nèi)部反饋電阻組成的 D/A轉(zhuǎn)換器如轉(zhuǎn)換速率Sr它是在大信號工作時(shí)，即輸入數(shù)字量的各位由全0變?yōu)槿?,或由全1變?yōu)?時(shí)，輸出電壓uo的變化率。這個(gè)參數(shù)與運(yùn)算放大器的壓擺率類似。(3)溫度系數(shù)5、集成D/A轉(zhuǎn)換器及其應(yīng)用單片集成D/A轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品種類繁多，按其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)一般可分為兩類：一類集成芯 片內(nèi)部只集成了轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)和模擬電子開關(guān)；另一類則集成了組成應(yīng)用：數(shù)字式可編程增益控制電路圖10.1.4 數(shù)字式可控增益運(yùn)算放大器二、A/D轉(zhuǎn)換器將時(shí)間連續(xù)和幅值連續(xù)的模擬量轉(zhuǎn)換為時(shí)間離散、幅值也離散的數(shù)字量，A/D轉(zhuǎn)換一般要經(jīng)過采樣、保持、量化及編碼4個(gè)過程。在實(shí)際電路中，有些過程是合并進(jìn)行

11、的，如采樣和保持，量化和編碼在轉(zhuǎn)換過程中是同時(shí)實(shí)現(xiàn)的。1、采樣和保持采樣是將時(shí)間連續(xù)的模擬量轉(zhuǎn)換為時(shí)間上離散的模擬量，即獲得某此時(shí)間點(diǎn)(離散時(shí)間)的模擬量值。因?yàn)?，進(jìn)行 A/D轉(zhuǎn)換需要一定的時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)輸入值需要保持穩(wěn)定， 因此，必須有保持電路維持采樣所得的模擬值。采樣和保持通常是通過采樣-保持電路同時(shí)完成的。為使采樣后的信號能夠還原模擬信號，根據(jù)取樣定理，采樣頻率fs必須大于或等于 2倍輸入模擬信號的最高頻率 flmax,fs> 2flmax即兩次采樣時(shí)間間隔不能大于1/fs,否則將失去模擬輸入的某些特征。圖10.1.5給出了采樣-保持電路的原理圖和經(jīng)采樣、保持后的輸出波形。圖中

12、采樣電子 開關(guān)S受采樣信號S(t)控制，定時(shí)地合上 S,對保持電容Ch充放電。因A1、A2接成電壓跟 隨器，此時(shí)vo=vio S打開時(shí)，保持電容 Ch因無放電回路保持采樣所獲得的輸入電壓，輸出 電壓亦保持不變。VOVI圖10.1.5采樣-保持電路及輸入輸出波形2、量化與編碼數(shù)字信號不僅在時(shí)間上是離散的，而且在幅值上也是不連續(xù)的。任何一個(gè)數(shù)字量只能是某個(gè)最小數(shù)量單位的整數(shù)倍。為將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，在轉(zhuǎn)換過程中還必須把采樣-保持電路的輸出電壓，按某種近似方式歸化到與之相應(yīng)的離散電平上。這一過程稱為數(shù)值量化，簡稱量化。量化過程中的最小數(shù)值單位稱為量化單位，用表示。它是數(shù)字信號最低位為1,其它位為

13、0時(shí)所對應(yīng)的模擬量，即 1LSB。量化過程中，采樣電壓不一定能被整除，因此量化后必然存在誤差。這種量化前后的不等(誤差)稱之為量化誤差，用e表示。量化誤差是原理性誤差，只能用較多的二進(jìn)制位 縮小量化誤差。量化的近似方式有：只舍不入和四舍五入兩種。 只舍不入量化方式量化后的電平總是小 于或等乎量化前的電平，即量化誤差£始終大于0,最大量化誤差為4,即emax=1LSB。采用四舍五入量化方式時(shí)，量化誤差有正有負(fù)，最大量化誤差為4/2,即I e max | =LSB/2。顯然，后者量化誤差小，故為大多數(shù)A/D轉(zhuǎn)換器所采用。量化后的電平值為量化單位的整數(shù)倍，這個(gè)整數(shù)用二進(jìn)制數(shù)表示即為編碼。量

14、化和編碼也是同時(shí)進(jìn)行的。3、A/D轉(zhuǎn)換器的種類按工作原理不同，A/D轉(zhuǎn)換器可以分為：直接型 A/D轉(zhuǎn)換器和間接型 A/D轉(zhuǎn)換器。直 接型A/D轉(zhuǎn)換器可直接將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，這類轉(zhuǎn)換器工作速度快。并行比較型 和逐次比較型 A/D轉(zhuǎn)換器屬于這一類。而間接型A/D轉(zhuǎn)換器先將模擬信號轉(zhuǎn)換成中間量(如時(shí)間、頻率等)，然后再將中間量轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，轉(zhuǎn)換速度比較慢。雙積分型 A/D轉(zhuǎn)換器 則屬于間接型A/D轉(zhuǎn)換器。(1)并行比較型 A/D轉(zhuǎn)換器VREFUiCP(22)(MSB)D2(21)Di(20)(LSB)Do圖7.7三位并行A/D轉(zhuǎn)換器3位并行比較型 A/D轉(zhuǎn)換器原理電路如圖 10.1.5所示

15、。它由電阻分壓器、電壓比較器、寄存器及編碼器組成。 圖中的八個(gè)電阻將參考電壓 VREF分成八個(gè)等級，其中七個(gè)等級的電 壓分別作為七個(gè)比較器 C1C7的參考電壓，其數(shù)值分別為 VREF/15、3VREF/15、13VREF/15。輸入電壓為uI,它的大小決定各比較器的輸出狀態(tài)，例如，當(dāng) 0 < ulv (VREF/15)時(shí)，C1C7 的輸出狀態(tài)都為 0;當(dāng)(3VREF/15) vulv (5VREF/15) 時(shí)，比較器C1和C2的輸出C01=C02=1,其余各比較器輸出狀態(tài)都為 0。根據(jù)各比較器的參考電壓值，可以確定輸入模擬電壓值與各比較器輸出狀態(tài)的關(guān)系。比較器的輸出狀態(tài)由D觸發(fā)器存儲，C

16、P作用后，觸發(fā)器的輸出狀態(tài) Q7 Q1與對應(yīng)的比較器的輸出狀態(tài) C07 C01 相同。經(jīng)代碼轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)（優(yōu)先編碼器）輸出數(shù)字量D2D1D0。優(yōu)先編碼器優(yōu)先級別最高是 Q7, 最低是Q1。設(shè)uI變化范圍是0VREF ,輸出3位數(shù)字量為D2、D1、D0, 3位并行比較型 A/D轉(zhuǎn)換 器的輸入、輸出關(guān)系如表 10.1.2所示。通過觀察此表，可確定代碼轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)輸出、輸入之間 的邏輯關(guān)系D2=Q4Di=Q6 Q4Q2Do Q7 QQ5 Q4Q3 Q2Q1在并行AD轉(zhuǎn)換器中，輸入電壓uI同時(shí)加到所有比較器的輸出端，從uI加入經(jīng)比較器、D觸發(fā)器和編碼器的延遲后，可得到穩(wěn)定的輸出。 如不考慮上述器件的延遲，可認(rèn)

17、為輸出的數(shù)字量是與uI輸入時(shí)刻同時(shí)獲得的。并行 A/D轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)是轉(zhuǎn)換時(shí)間短，可小到幾十納 秒，但所用的元器件較多，如一個(gè)n位轉(zhuǎn)換器，所用的比較器的個(gè)數(shù)為2n 1個(gè)。表10.1.2并行比較型AD轉(zhuǎn)換器的輸入輸出關(guān)系模擬量輸出比較器輸出狀態(tài)數(shù)字輸出C07 C06 CO5 CO4 CO3 CO2 CO1D2DiDo0< ui<Vref/150 0 0 0 0 0 0000Vref/150 ui<3Vref/150 0 0 0 0 0 10013Vref/15< ui<5Vref/150 0 0 0 0 1 10105Vref/15< ui<7Vref/1

18、50 0 0 0 11 10117Vref/15< ui<9Vref/150 0 0 1 11 11009Vref/15< ui<11Vref/150 0 1111110111 Vref/15 < ui<13Vref/150 11111111013Vref/15 < ui<Vref1111111111單片集成并行比較型 AD轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品很多， 如AD司的AD9012 （8位）、AD9002（8位） 和 AD9020 （10 位）等。（2）逐次比較型 A/D轉(zhuǎn)換器逐次逼近型A/D轉(zhuǎn)換器屬于直接型 A/D轉(zhuǎn)換器，它能把輸入的模擬電壓直接轉(zhuǎn)換為輸 出的數(shù)

19、字代碼，而不需要經(jīng)過中間變量。轉(zhuǎn)換過程相當(dāng)于一架天平秤量物體的過程，不過這里不是加減祛碼，而是通過 D/A轉(zhuǎn)換器及寄存器加減標(biāo)準(zhǔn)電壓，使標(biāo)準(zhǔn)電壓值與被轉(zhuǎn)換電 壓平衡。這些標(biāo)準(zhǔn)電壓通常稱為電壓祛碼。逐次逼近型A/D轉(zhuǎn)換器由比較器、環(huán)形分配器、控制門、寄存器與D/A轉(zhuǎn)換器構(gòu)成。比較的過程首先是取最大的電壓祛碼，即寄存器最高位為1時(shí)的二進(jìn)制數(shù)所對應(yīng)的D/A轉(zhuǎn)換器輸出的模擬電壓，將此模擬電壓uA與uI進(jìn)行比較，當(dāng)uA大于uI時(shí)，最高位置0;反之，當(dāng)uA小于uI時(shí)，最高位1保留，再將次高位置 1,轉(zhuǎn)換為模擬量與 uI進(jìn)行比較，確 定次高位1保留還是去掉。依次類推，直到最后一位比較完畢，寄存器中所存的二進(jìn)

20、制數(shù)即 為uI對應(yīng)的數(shù)字量。以上過程可以用圖10.1.6加以說明，圖中表示將模擬電壓uI轉(zhuǎn)換為四位二進(jìn)制數(shù)的過程。圖中的電壓祛碼依次為800mV、400mV、200mV和100mV,轉(zhuǎn)換開始前先將寄存器清零，所以加給DA轉(zhuǎn)換器的數(shù)字量全為 0。當(dāng)轉(zhuǎn)換開始時(shí)，通過 DA轉(zhuǎn)換器送出一個(gè)800mV的電壓祛碼與輸入電壓比較，由于uI800mV,將800mV的電壓祛碼去掉，再加400mV的電壓祛碼，uI>400mV,于是保留400mV的電壓祛碼，再加 200mV的 祛碼，uI >400mV+200mV , 200mV的電壓祛碼也保留；再加 100mV的電壓祛碼，因 uIv 400mV+200

21、mV+100mV ,故去掉100mV的電壓祛碼。最后寄存器中獲得的二進(jìn)制碼0110,即為uI對應(yīng)的二進(jìn)制數(shù)。Uiuo/mV800 mV100mV400mV01200mV1圖10.1.6逐次逼近型A/D轉(zhuǎn)換器的逼近過程示意圖逐次逼近A/D轉(zhuǎn)換器的工作原理下面結(jié)合圖10.1.7的邏輯圖具體說明逐次比較的過程。這是一個(gè)輸出3位二進(jìn)制數(shù)碼的逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器。圖中的 C為電壓比較器，當(dāng)Ui UA時(shí)，比較器的輸出 Ub 0 , 當(dāng)ui UA時(shí)UB 1。fa、fb和FC三個(gè)觸發(fā)器組成了 3位數(shù)碼寄存器，觸發(fā)器 F1F5構(gòu) 成環(huán)形分配器和門 G1G9 一起組成控制邏輯電路。轉(zhuǎn)換開始 前先將 FA、FB

22、、FC置零，同時(shí)將 F1F5組成的環(huán)型 移位寄 存器置 成 Q1Q2Q3Q4Q5=10000 狀態(tài)。轉(zhuǎn)換控制信號UL變成高電平以后，轉(zhuǎn)換開始。第一個(gè) CP脈沖到達(dá)后，F(xiàn)A被置成“ 1”， 而FB、FC被置成“ 0”。這時(shí)寄存器的狀態(tài)QAQBQC=100加到DA轉(zhuǎn)換器的輸入端上， 并在DA轉(zhuǎn)換器的輸出端得到相應(yīng)的模擬電壓UA (800mV)。UA和uI比較，其結(jié)果不外乎兩種：若uI Ua，則Ub 0 ；若Ui Ua,則Ub 1。同時(shí)，移位寄存器右移一位，使 Q1Q2Q3Q4Q5=01000。第二個(gè)CP脈沖到達(dá)時(shí)FB被置成1。若原來的Ub 1 (ui Ua),則FA被置成“ 0”，此 時(shí)電壓祛碼為

23、400mV;若原來的Ub 0 (ui UA ),則FA的“ 1”狀態(tài)保留，此時(shí)的電壓 祛碼為400mV加上原來的電壓祛碼值。同時(shí)移位寄存器右移一位，變?yōu)?00100狀態(tài)。第三個(gè)CP脈沖到達(dá)時(shí)FC被置成1。若原來的Ub 1 ,則FB被置成“ 0” ；若原來的Ub 0 , 則FB的“ 1”狀態(tài)保留，此時(shí)的電壓祛碼為200mV加上原來保留的電壓祛碼值。同時(shí)移位寄存器右移一位，變成00010狀態(tài)。(MSB)(LSB)圖10.1.7三位逐次逼近型 AD轉(zhuǎn)換器邏輯圖第四個(gè)CP脈沖到達(dá)時(shí)，同時(shí)根據(jù)這時(shí) Ub的狀態(tài)決定FC的“1”是否應(yīng)當(dāng)保留。這時(shí) FA、FB、FC的狀態(tài)就是所要的轉(zhuǎn)換結(jié)果。同時(shí)，移位寄存器右

24、移一位，變?yōu)?00001狀態(tài)。 由于Q5=1,于是FA、FB、FC的狀態(tài)便通過門 G6、G7、G8送到了輸出端。第五個(gè)CP脈沖到達(dá)后，移位寄存器右移一位，使得 Q1Q2Q3Q4Q5=10000 ,返回初始 狀態(tài)。同時(shí)，由于 Q5=0,門G6、G7、G8被封鎖，轉(zhuǎn)換輸出信號隨之消失。所以對于圖示的 AD轉(zhuǎn)換器完成一次轉(zhuǎn)換的時(shí)間為 （n+2） TCP。同時(shí)為了減小量化誤差， 令DA轉(zhuǎn)換器的輸出產(chǎn)生-/2的偏移量。另外，圖 7.9中量化單位的大小依uI的變化范圍和AD轉(zhuǎn)換器的位數(shù)而定，一般取VREF/2no顯然，在一定的限度內(nèi)，位數(shù)越多，量化誤差越小，精度越高。LoSo第n+1位計(jì)數(shù)器(MSB)(L

25、SB)CPVL圖10.1.9 雙積分型A/D轉(zhuǎn)換器原理圖（3）雙積分型A/D轉(zhuǎn)換器雙積分型A/D轉(zhuǎn)換器屬于間接型 A/D轉(zhuǎn)換器，它是把待轉(zhuǎn)換的輸入模擬電壓先轉(zhuǎn)換為一個(gè)中間變量，例如時(shí)間 T;然后再對中間變量量化編碼，得出轉(zhuǎn)換結(jié)果，這種 AD轉(zhuǎn)換器 多稱為電壓-時(shí)間變換型（簡稱 VT型）。圖10.1.10給出的是VT型雙積分式AD轉(zhuǎn)換器的 原理圖。轉(zhuǎn)換開始前，先將計(jì)數(shù)器清零，并接通So使電容C完全放電。轉(zhuǎn)換開始，斷開 So。整個(gè)轉(zhuǎn)換過程分兩階段進(jìn)行。第一階段，令開關(guān) Si置于輸入信號 Ui一側(cè)。積分器對 Ui進(jìn)行固定時(shí)間Ti的積分。積 分結(jié)束時(shí)積分器的輸出電壓為：U O1T1o(Ui)dtRCU

26、i(7.4)可見積分器的輸出 Uoi與Ui成正比。這一過程稱為轉(zhuǎn)換電路對輸入模擬電壓的采樣過程。在采樣開始時(shí)，邏輯控制電路將計(jì)數(shù)門打開，計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)。當(dāng)計(jì)數(shù)器達(dá)到滿量程N(yùn)時(shí)，計(jì)數(shù)器由全“ 1”復(fù)“0”，這個(gè)時(shí)間正好等于固定的積分時(shí)間Tio計(jì)數(shù)器復(fù)“ 0”時(shí)，同時(shí)給出一個(gè)溢出脈沖（即進(jìn)位脈沖）使控制邏輯電路發(fā)出信號， 令開關(guān)Si轉(zhuǎn)換至參考電壓-Vref 一側(cè)，采樣階段結(jié)束。第二階段稱為定速率積分過程，將Uoi轉(zhuǎn)換為成比例的時(shí)間間隔。采樣階段結(jié)束時(shí)，一方面因參考電壓-Vref的極性與Ui相反，積分器向相反方向積分。計(jì)數(shù)器由 0開始計(jì)數(shù)，經(jīng) 過T2時(shí)間，積分器輸出電壓回升為零，過零比較器輸出低電平，關(guān)

27、閉計(jì)數(shù)門，計(jì)數(shù)器停止 計(jì)數(shù)，同時(shí)通過邏輯控制電路使開關(guān)Si與ui相接，重復(fù)第一步。如圖10.1.11所示。因此得T2U RC-VREFRCT2式表明，反向積分時(shí)間 T2與輸入模擬電壓成正比。在T2期間計(jì)數(shù)門G2打開，標(biāo)準(zhǔn)頻率為fCP的時(shí)鐘通過 G2,計(jì)數(shù)器對UG計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)結(jié) 果為D,由于T1=NTcpT2=DTcp則計(jì)數(shù)的脈沖數(shù)為T1D1UiTCPVREFN1VREFUi計(jì)數(shù)器中的數(shù)值就是AD轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后數(shù)字量，至此即完成了VT轉(zhuǎn)換。若輸入電壓Ui1<Ui, UO1<UO1,則T2T2 ,它們之間也都滿足固定的比例關(guān)系，如圖10.1.11所示。, tOCPo圖10.1.11雙積分AD轉(zhuǎn)換器波形圖Uo1UO1* t雙積分型A/D轉(zhuǎn)換器若與逐次逼近型 A/D轉(zhuǎn)換器相比較，因有積分器的存在，積分器 的輸出只對輸入信號的平均值有所響應(yīng)，所以，它突出優(yōu)點(diǎn)是工作性能比較穩(wěn)定且抗干擾能力強(qiáng)；由式以上分析可以看出，只要兩次積分過程中積分器的時(shí)間常數(shù)相等， 計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)結(jié)果與RC無關(guān)，所以，該電路對 RC精度的要求不高，而且電路的結(jié)構(gòu)也比較簡單。雙積 分型A/D轉(zhuǎn)換器屬于低速型 AD轉(zhuǎn)換器，一次轉(zhuǎn)換時(shí)間在12ms,而逐次比較型 A/D轉(zhuǎn)換器可達(dá)到1 s。不過在工業(yè)控