模擬通信系統(tǒng)2

1、調(diào)制的目的 提高無線通信時的天線輻射效率。把多個基帶信號分別搬移到不同的載頻處，以實(shí)現(xiàn)信道的多路復(fù)用，提高信道利用率。擴(kuò)展信號帶寬，提高系統(tǒng)抗干擾、抗衰落能力，還可實(shí)現(xiàn)傳輸帶寬與信噪比之間的互換。（FM收音機(jī)的例子）第5章 模擬調(diào)制系統(tǒng)模擬調(diào)制系統(tǒng)http:/ 模擬調(diào)制數(shù)字調(diào)制 常見的模擬調(diào)制幅度調(diào)制：調(diào)幅、雙邊帶、單邊帶和殘留邊帶角度調(diào)制：頻率調(diào)制、相位調(diào)制 基本概念調(diào)制 把信號轉(zhuǎn)換成適合在信道中傳輸?shù)男问降囊环N過程。廣義調(diào)制 分為基帶調(diào)制和帶通調(diào)制（也稱載波調(diào)制）。 狹義調(diào)制 僅指帶通調(diào)制。在無線通信和其他大多數(shù)場合，調(diào)制一詞均指載波調(diào)制。3 調(diào)制信號 指來自信源的基帶信號 載波調(diào)制 用調(diào)

2、制信號去控制載波的參數(shù)的過程。 載波 未受調(diào)制的周期性振蕩信號，它可以是正弦波，也可以是非正弦波。 已調(diào)信號 載波受調(diào)制后稱為已調(diào)信號。 解調(diào)（檢波） 調(diào)制的逆過程，其作用是將已調(diào)信號中的調(diào)制信號恢復(fù)出來。 5.1 模擬調(diào)制系統(tǒng) 5.1幅度調(diào)制（線性調(diào)制）的原理 一般原理 表示式：設(shè)：正弦型載波為式中，A 載波幅度； c 載波角頻率； 0 載波初始相位（以后假定0 0）。 則根據(jù)調(diào)制定義，幅度調(diào)制信號（已調(diào)信號）一般可表示成式中， m(t) 基帶調(diào)制信號。0( )coscc tAt( )( ) co smcstA m tt5 頻譜設(shè)調(diào)制信號m(t)的頻譜為M()，則已調(diào)信號的頻譜為 由以上表示

3、式可見，在波形上，已調(diào)信號的幅度隨基帶信號的規(guī)律而正比地變化；在頻譜結(jié)構(gòu)上，它的頻譜完全是基帶信號頻譜在頻域內(nèi)的簡單搬移(精確到常數(shù)因子)。由于這種搬移是線性的，因此，幅度調(diào)制通常又稱為線性調(diào)制。但應(yīng)注意，這里的“線性”并不意味著已調(diào)信號與調(diào)制信號之間符合線性變換關(guān)系。事實(shí)上，任何調(diào)制過程都是一種非線性的變換過程。 ()()2mccASMM6 5.1.1調(diào)幅（AM） 時域表示式式中 m(t) 調(diào)制信號，均值為0； A0 常數(shù)，表示疊加的直流分量。 頻譜：若m(t)為確知信號，則AM信號的頻譜為若m(t)為隨機(jī)信號，則已調(diào)信號的頻域表示式必須用功率譜描述。 調(diào)制器模型00( )( )coscos

4、( ) cosAMcccstAm ttAtm tt01() ()()()()2AMccccSAMM 7 波形圖 由波形可以看出，當(dāng)滿足條件：|m(t)| A0 時，其包絡(luò)與調(diào)制信號波形相同，因此用包絡(luò)檢波法很容易恢復(fù)出原 始調(diào)制信號。 否則，出現(xiàn)“過調(diào)幅”現(xiàn)象。這時用包絡(luò)檢波將發(fā)生失真。但是，可以采用其他的解調(diào)方法，如同步檢波。 8 50% 調(diào)制 100% 調(diào)制 過調(diào)910 頻譜圖 由頻譜可以看出，AM信號的頻譜由載頻分量上邊帶下邊帶三部分組成。 上邊帶的頻譜結(jié)構(gòu)與原調(diào)制信號的頻譜結(jié)構(gòu)相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。 載頻分量載頻分量上邊帶上邊帶下邊帶下邊帶11 調(diào)幅系數(shù)或調(diào)制度 AMAM= =

5、111為過調(diào)幅f(t)max - f(t)min f(t)max + f(t)min f(t)=A+m(t)12l已知調(diào)幅波SAM(t)=(15+3cos2Ft+2cos6 Ft)cos2fct， 求該調(diào)幅波的調(diào)制度，F(xiàn)是常數(shù)解：解：由由SAM(t)的表示式，可知的表示式，可知f(t)=15+3cos2 Ft+2cos6 Ft 當(dāng)當(dāng)t=0時，瞬時振幅出現(xiàn)最大值，時，瞬時振幅出現(xiàn)最大值，f(t)max=15+3+2=20 t=1/2F時，時， 出現(xiàn)最小值，出現(xiàn)最小值，f(t)min=15 3-2=10 則則 AM=(f(t)max - f(t)min)/(f(t)max+ f(t)min) =(

6、20-10)/(20+10)=1/3=33.3%13 AM信號的特性 帶寬：它是帶有載波分量的雙邊帶信號，帶寬是基帶信號帶寬 fH 的兩倍： 功率：當(dāng)m(t)為確知信號時，若則式中Pc = A02/2 載波功率， 邊帶功率。HAMfB222202222200( )( ) coscos( ) cos2( ) cosAMAMccccPstAm ttAtmttA m tt0)(tmScAMPPtmAP2)(22202/)(2tmPs14 調(diào)制效率 由上述可見，AM信號的總功率包括載波功率和邊帶功率兩部分。只有邊帶功率才與調(diào)制信號有關(guān)，載波分量并不攜帶信息。有用功率（用于傳輸有用信息的邊帶功率）占信號

7、總功率的比例稱為調(diào)制效率：當(dāng)m(t) = Am cos mt 時，代入上式，得到當(dāng)|m(t)|max = A0時（100調(diào)制），調(diào)制效率最高，這時max 1/3 2220SA MA MmtPPAmt22( )/ 2mmtA 222222002mA MmmtAAAAmt15 5.1.2 雙邊帶調(diào)制（DSB） 時域表示式：無直流分量A0 頻譜：無載頻分量 曲線：ttmtscDSBcos)()()()(21)(ccDSBMMS16 調(diào)制效率：100 優(yōu)點(diǎn)：節(jié)省了載波功率 缺點(diǎn)：不能用包絡(luò)檢波，需用相干檢波，較復(fù)雜。 5.1.3 單邊帶調(diào)制（SSB） 原理： 雙邊帶信號兩個邊帶中的任意一個都包含了調(diào)制

8、信號頻譜M()的所有頻譜成分，因此僅傳輸其中一個邊帶即可。這樣既節(jié)省發(fā)送功率，還可節(jié)省一半傳輸頻帶，這種方式稱為單邊帶調(diào)制。 產(chǎn)生SSB信號的方法有兩種：濾波法和相移法。 17 濾波法及SSB信號的頻域表示 濾波法的原理方框圖 用邊帶濾波器，濾除不要的邊帶: 圖中，H()為單邊帶濾波器的傳輸函數(shù)，若它具有如下理想高通特性：則可濾除下邊帶。若具有如下理想低通特性：則可濾除上邊帶。1,()()0,cU SBcHH1,()()0,cLSBcHH18 SSB信號的頻譜 上邊帶頻譜圖:()()SSBD SBSSH19濾波法的技術(shù)難點(diǎn) 濾波特性很難做到具有陡峭的截止特性 例如，若經(jīng)過濾波后的話音信號的最低

9、頻率為300Hz，則上下邊帶之間的頻率間隔為600Hz，即允許過渡帶為600Hz。在600Hz過渡帶和不太高的載頻情況下，濾波器不難實(shí)現(xiàn)；但當(dāng)載頻較高時，采用一級調(diào)制直接濾波的方法已不可能實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制。 可以采用多級（一般采用兩級）DSB調(diào)制及邊帶濾波的方法，即先在較低的載頻上進(jìn)行DSB調(diào)制，目的是增大過渡帶的歸一化值，以利于濾波器的制作。再在要求的載頻上進(jìn)行第二次調(diào)制。 當(dāng)調(diào)制信號中含有直流及低頻分量時濾波法就不適用了。20 相移法和SSB信號的時域表示 SSB信號的時域表示式設(shè)單頻調(diào)制信號為 載波為則DSB信號的時域表示式為若保留上邊帶，則有若保留下邊帶，則有tAtmmmcos)(ttc

10、ccos)(tAtAttAtsmcmmcmcmmDSB)cos(21)cos(21coscos)(1( )cos()2U SBmCmstAt11coscossinsin22mmcmmcAtAt1( )cos()2LSBmCmstAt11coscossinsin22mmcmmcAttAtt兩式僅正負(fù)號不同21將上兩式合并：式中，“”表示上邊帶信號，“+”表示下邊帶信號。希爾伯特變換：上式中Am sinmt可以看作是Am cosmt 相移/2的結(jié)果。把這一相移過程稱為希爾伯特變換，記為“ ”，則有這樣，上式可以改寫為ttAttAtscmmcmmSSBsinsin21coscos21)(tAtAmm

11、mmsinso c11( )coscosc o ssin22SSBmmcmmcstAttAtt22把上式推廣到一般情況，則得到 式中，若M()是m(t)的傅里葉變換，則式中上式中的-jsgn可以看作是希爾伯特濾波器傳遞函數(shù)，即11( )coscosc o ssin22SSBmmcmmcstAttAttttmttmtsccSSBsin)(21cos)(21)(的希爾伯特變換是)()(tmtm為的傅里葉變換)()(Mtmsgn)()(jMM1 ,0sgn1 ,0sgn)(/)()(jMMHh23 移相法SSB調(diào)制器方框圖 優(yōu)點(diǎn)：不需要濾波器具有陡峭的截止特性。 缺點(diǎn)：寬帶相移網(wǎng)絡(luò)難用硬件實(shí)現(xiàn)。24

12、 SSB信號的解調(diào) SSB信號的解調(diào)和DSB一樣，不能采用簡單的包絡(luò)檢波，因?yàn)镾SB信號也是抑制載波的已調(diào)信號，它的包絡(luò)不能直接反映調(diào)制信號的變化，所以仍需采用相干解調(diào)。 SSB信號的性能SSB信號的實(shí)現(xiàn)比AM、DSB要復(fù)雜，但SSB調(diào)制方式在傳輸信息時，不僅可節(jié)省發(fā)射功率，而且它所占用的頻帶寬度比AM、DSB減少了一半。它目前已成為短波通信中一種重要的調(diào)制方式。25 5.1.4 殘留邊帶（VSB）調(diào)制* 原理：殘留邊帶調(diào)制是介于SSB與DSB之間的一種折中方式，它既克服了DSB信號占用頻帶寬的缺點(diǎn)，又解決了SSB信號實(shí)現(xiàn)中的困難。在這種調(diào)制方式中，不像SSB那樣完全抑制DSB信號的一個邊帶，

13、而是逐漸切割，使其殘留小部分，如下圖所示：26 調(diào)制方法：用濾波法實(shí)現(xiàn)殘留邊帶調(diào)制的原理框圖與濾波法SBB調(diào)制器相同。 不過，這時圖中濾波器的特性應(yīng)按殘留邊帶調(diào)制的要求來進(jìn)行設(shè)計(jì)，而不再要求十分陡峭的截止特性，因而它比單邊帶濾波器容易制作。27 對殘留邊帶濾波器特性的要求 由濾波法可知，殘留邊帶信號的頻譜為為了確定上式中殘留邊帶濾波器傳輸特性H()應(yīng)滿足的條件，我們來分析一下接收端是如何從該信號中恢復(fù)原基帶信號的。 ()VSBD SBSSH1()()2ccMMH28 VSB信號解調(diào)器方框圖圖中因?yàn)楦鶕?jù)頻域卷積定理可知，乘積sp(t)對應(yīng)的頻譜為 V S B2( ) c o spcststt(

14、)VSBVSBstScccosct()()pVSBcVSBcSSS29將代入得到式中M( + 2c)及M( - 2c)是搬移到+ 2c和 -2c處的頻譜，它們可以由解調(diào)器中的低通濾波器濾除。于是，低通濾波器的輸出頻譜為()()pVSBcVSBcSSS()VSBD SBSSH1()()2ccMMH1(2)()2pccSMMH1()(2)()2ccMMH1()()()()2dccSMHH30 顯然，為了保證相干解調(diào)的輸出無失真地恢復(fù)調(diào)制信號m(t)，上式中的傳遞函數(shù)必須滿足： 式中，H 調(diào)制信號的截止角頻率。 上述條件的含義是：殘留邊帶濾波器的特性H()在c處必須具有互補(bǔ)對稱（奇對稱）特性, 相干

15、解調(diào)時才能無失真地從殘留邊帶信號中恢復(fù)所需的調(diào)制信號。 1()()()()2dccSMHH()()ccHHH常 數(shù) ，31 殘留邊帶濾波器特性的兩種形式 殘留“部分上邊帶”的濾波器特性：下圖(a) 殘留“部分下邊帶”的濾波器特性 ：下圖(b)32 5.1.5 線性調(diào)制的一般模型 濾波法模型在前幾節(jié)的討論基礎(chǔ)上，可以歸納出濾波法線性調(diào)制的一般模型如下： 按照此模型得到的輸出信號時域表示式為：按照此模型得到的輸出信號頻域表示式為：式中，只要適當(dāng)選擇H()，便可以得到各種幅度調(diào)制信號。)(cos)()(thttmtscm)()(21)(HMMSccm)()(thH33 移相法模型將上式展開，則可得到

16、另一種形式的時域表示式，即式中上式表明，sm(t)可等效為兩個互為正交調(diào)制分量的合成。由此可以得到移相法線性調(diào)制的一般模型如下： )(cos)()(thttmtscm( )( ) cos( )inmIcQcststtst st( )( )( )IIsthtm t( )( ) cosIchth tt( )( )( )QQsthtm t( )( ) sinQchth tt34它同樣適用于所有線性調(diào)制。( )( ) cos( )inmIcQcststtst st355.1.6 相干解調(diào)與包絡(luò)檢波相干解調(diào)相干解調(diào)器的一般模型 相干解調(diào)器原理：為了無失真地恢復(fù)原基帶信號，接收端必須提供一個與接收的已調(diào)載

17、波嚴(yán)格同步（同頻同相）的本地載波（稱為相干載波），它與接收的已調(diào)信號相乘后，經(jīng)低通濾波器取出低頻分量，即可得到原始的基帶調(diào)制信號。36 相干解調(diào)器性能分析已調(diào)信號的一般表達(dá)式為 與同頻同相的相干載波c(t)相乘后，得經(jīng)低通濾波器后，得到因?yàn)閟I(t)是m(t)通過一個全通濾波器HI () 后的結(jié)果，故上式中的sd(t)就是解調(diào)輸出，即 ( )( ) cos( )inmIcQcststtst st ( ) cos111( )( ) cos 2( ) in 2222pmcIIcQcststtststtst st 1( )2dIstst 1( )2dIststmt37包絡(luò)檢波適用條件：AM信號，且要

18、求|m(t)|max A0 ，包絡(luò)檢波器結(jié)構(gòu)：通常由半波或全波整流器和低通濾波器組成。例如，性能分析設(shè)輸入信號是 選擇RC滿足如下關(guān)系 式中fH 調(diào)制信號的最高頻率在大信號檢波時（一般大于0.5 V），二極管處于受控的開關(guān)狀態(tài)，檢波器的輸出為隔去直流后即可得到原信號m(t)。 ttmAtscAMcos)()(0cHfRCf/1 0( )dstAm t38 5.2 線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能 5.2.1 分析模型圖中 sm (t) 已調(diào)信號 n(t) 信道加性高斯白噪聲 ni (t) 帶通濾波后的噪聲 m(t) 輸出有用信號 no(t) 輸出噪聲39 噪聲分析ni(t)為平穩(wěn)窄帶高斯噪聲，它的表示

19、式為或由于式中 Ni 解調(diào)器輸入噪聲的平均功率設(shè)白噪聲的單邊功率譜密度為n0，帶通濾波器是高度為1、帶寬為B的理想矩形函數(shù)，則解調(diào)器的輸入噪聲功率為ttnttntnsci00sin)(cos)()()(cos)()(0tttVtniisciNtntntn)()()(222BnNi040 解調(diào)器輸出信噪比定義輸出信噪比反映了解調(diào)器的抗噪聲性能。顯然，輸出信噪比越大越好。 制度增益定義：用G便于比較同類調(diào)制系統(tǒng)采用不同解調(diào)器時的性能。G 也反映了這種調(diào)制制度的優(yōu)劣。式中輸入信噪比Si /Ni 的定義是：2oo2oo( )( )SmtNnt解 調(diào) 器 輸 出 有 用 信 號 的 平 均 功 率解 調(diào)

20、 器 輸 出 噪 聲 的 平 均 功 率iiNSNSG/00)()(22tntsNSimii功率解調(diào)器輸入噪聲的平均平均功率解調(diào)器輸入已調(diào)信號的41 5.2.2 DSB調(diào)制系統(tǒng)的性能 DSB相干解調(diào)抗噪聲性能分析模型 由于是線性系統(tǒng)，所以可以分別計(jì)算解調(diào)器輸出的信號功率和噪聲功率。 ( )mst LPF BPF )(tn ( )mst )(tni )(tno o( )mt cosct 42 噪聲功率計(jì)算設(shè)解調(diào)器輸入信號為與相干載波cosct相乘后，得經(jīng)低通濾波器后，輸出信號為因此，解調(diào)器輸出端的有用信號功率為ttmtscmcos)()(ttmtmttmcc2cos)(21)(21cos)(2o

21、1( )( )2mtm t22oo1( )( )4Smtmt43解調(diào)器輸入端的窄帶噪聲可表示為它與相干載波相乘后，得經(jīng)低通濾波器后，解調(diào)器最終的輸出噪聲為故輸出噪聲功率為或?qū)懗蓆tnttntncsccisin)(cos)( )(tttnttnttnccscccicossin)(cos)(cos)(2sin)(2cos)(21)(21ttnttntncsccco1( )( )2cntnt22oo1( )( )4cNntnt2o0111( )444iiNntNn B44 信號功率計(jì)算解調(diào)器輸入信號平均功率為 信噪比計(jì)算 輸入信噪比 輸出信噪比)(21cos)()(222tmttmtsScmiBnt

22、mNSii02)(2122oo01( )( )414imtSmtNn BN45 制度增益由此可見，DSB調(diào)制系統(tǒng)的制度增益為2。也就是說，DSB信號的解調(diào)器使信噪比改善一倍。這是因?yàn)椴捎孟喔山庹{(diào)，使輸入噪聲中的正交分量被消除的緣故。oo/2/D SBiiSNGSN46SSB調(diào)制系統(tǒng)的性能噪聲功率這里，B = fH 為SSB 信號的帶通濾波器的帶寬。信號功率SSB信號與相干載波相乘后，再經(jīng)低通濾波可得解調(diào)器輸出信號因此，輸出信號平均功率o01144iNNn Bttmttmtsccmsin)(21cos)(21)(o1( )( )4mtmt22oo1( )( )16Smtmt47輸入信號平均功率為

23、 信噪比 單邊帶解調(diào)器的輸入信噪比為 )(21)(2141sin)(cos)(41)(2222tmtmttmttmtsSccmi ( )( )m tm t因與的 幅 度 相 同 ， 所 以 具 有 相 同 的 平 均 功 率 ， 故 上 式)(412tmSiBntmBntmNSii02024)()(4148 單邊帶解調(diào)器的輸出信噪比為 制度增益 討論： 因?yàn)樵赟SB系統(tǒng)中，信號和噪聲有相同表示形式，所以相干解調(diào)過程中，信號和噪聲中的正交分量均被抑制掉，故信噪比沒有改善。22oo001( )( )16144mtSmtNn Bn Boo/1/SSBiiSNGSN49 討論 上述表明，GDSB =

24、2GSSB，這能否說明DSB系統(tǒng)的抗噪聲性能比SSB系統(tǒng)好呢？回答是否定的。因?yàn)椋瑑烧叩妮斎胄盘柟β什煌?、帶寬不同，在相同的噪聲功率譜密度條件下，輸入噪聲功率也不同，所以兩者的輸出信噪比是在不同條件下得到的。如果我們在相同的輸入信號功率，相同的輸入噪聲功率譜密度，相同的基帶信號帶寬條件下，對這兩種調(diào)制方式進(jìn)行比較，可以發(fā)現(xiàn)它們的輸出信噪比是相等的。這就是說，兩者的抗噪聲性能是相同的。但SSB所需的傳輸帶寬僅是DSB的一半，因此SSB得到普遍應(yīng)用。50 5.2.4 AM包絡(luò)檢波的性能 包絡(luò)檢波器分析模型檢波輸出電壓正比于輸入信號的包絡(luò)變化。 ( )mst B P F )(tn ( )mst )(

25、tni )(tno o( )mt 包 絡(luò) 檢 波 51 輸入信噪比計(jì)算設(shè)解調(diào)器輸入信號為 解調(diào)器輸入噪聲為則解調(diào)器輸入的信號功率和噪聲功率分別為輸入信噪比為ttmAtscmcos)()(0ttnttntncsccisin)(cos)()(2)(2)(2202tmAtsSmiBntnNii02)(BntmANSii02202)(52 包絡(luò)計(jì)算由于解調(diào)器輸入是信號加噪聲的混合波形，即式中上式中E(t)便是所求的合成包絡(luò)。當(dāng)包絡(luò)檢波器的傳輸系數(shù)為1時，則檢波器的輸出就是E(t)。 0( )( )( )( ) cos( ) sin( ) cos( )miccsccstntAm tnttnttE ttt

26、220( )( )( )( )csE tAm tntnt)()()()(0tntmAtnarctgtcs53 輸出信噪比計(jì)算 大信噪比情況輸入信號幅度遠(yuǎn)大于噪聲幅度，即因而式可以簡化為)()()(220tntntmAsc220( )( )( )( )csE tAm tntnt)()()()(2)()(22020tntntntmAtmAtEscc200120000( )2( )( )2( )( ) 1( )( )( ) 1( )cccAm tAm tntntAm tAm tntAm tAm t0( )( )cAm tnt12(1)1,12xxx當(dāng)時54由上式可見，有用信號與噪聲獨(dú)立地分成兩項(xiàng)，因

27、而可分別計(jì)算它們的功率。輸出信號功率為輸出噪聲功率為 故輸出信噪比為 制度增益為2o( )Smt22o0( )( )ciNntntn B2oo0( )SmtNn B2oo220/2( )/( )A MiiSNmtGSNAmt55 討論1. AM信號的調(diào)制制度增益GAM隨A0的減小而增加。2. GAM總是小于1，這說明包絡(luò)檢波器對輸入信噪比沒有改善，而是惡化了。3. 例如：對于100%的調(diào)制，且m(t)是單頻正弦信號，這時AM 的最大信噪比增益為4. 可以證明，采用同步檢測法解調(diào)AM信號時，得到的調(diào)制制度增益與上式給出的結(jié)果相同。 5. 由此可見，對于AM調(diào)制系統(tǒng)，在大信噪比時，采用包絡(luò)檢波器解

28、調(diào)時的性能與同步檢測器時的性能幾乎一樣。2oo220/2( )/( )A MiiSNmtGSNAmt32AMG56 小信噪比情況此時，輸入信號幅度遠(yuǎn)小于噪聲幅度，即包絡(luò)變成其中R(t) 和 (t) 代表噪聲的包絡(luò)及相位：220( )( )( )csAm tntnt220( )( )( )( )csE tAm tntnt)()(2)()()()(02220tmAtntntntmAtEcsc)()(2)()(022tmAtntntncsc)()()()(21)()(22022tntntmAtntntnsccsc)(cos)()(21)(0ttRtmAtR)()()(22tntntRsc)()()(

29、tntnarctgtcs57因?yàn)樗?，可以把E(t)進(jìn)一步近似：此時，E(t)中沒有單獨(dú)的信號項(xiàng)，有用信號m(t)被噪聲擾亂，只能看作是噪聲。這時，輸出信噪比不是按比例地隨著輸入信噪比下降，而是急劇惡化，通常把這種現(xiàn)象稱為解調(diào)器的門限效應(yīng)。開始出現(xiàn)門限效應(yīng)的輸入信噪比稱為門限值。 )()(0tmAtR)(cos)()(1)(ttRtmAtR)(cos)()(21)()(0ttRtmAtRtE）時1(21)1(21xxx)(cos)()(ttmAtR58 討論1. 門限效應(yīng)是由包絡(luò)檢波器的非線性解調(diào)作用引起的。 2. 用相干解調(diào)的方法解調(diào)各種線性調(diào)制信號時不存在門限效應(yīng)。原因是信號與噪聲可分別進(jìn)

30、行解調(diào)，解調(diào)器輸出端總是單獨(dú)存在有用信號項(xiàng)。3. 在大信噪比情況下，AM信號包絡(luò)檢波器的性能幾乎與相干解調(diào)法相同。但當(dāng)輸入信噪比低于門限值時，將會出現(xiàn)門限效應(yīng)，這時解調(diào)器的輸出信噪比將急劇惡化，系統(tǒng)無法正常工作。59 5.3 非線性調(diào)制（角度調(diào)制）的原理 前言 頻率調(diào)制簡稱調(diào)頻(FM)，相位調(diào)制簡稱調(diào)相(PM)。 這兩種調(diào)制中，載波的幅度都保持恒定，而頻率和相位的變化都表現(xiàn)為載波瞬時相位的變化。 角度調(diào)制：頻率調(diào)制和相位調(diào)制的總稱。 已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分，故又稱為非線性調(diào)制。 與幅度調(diào)制技術(shù)相比，角度調(diào)制最突出的優(yōu)

31、勢是其較高的抗噪聲性能。 60 5.3.1角度調(diào)制的基本概念 FM和PM信號的一般表達(dá)式角度調(diào)制信號的一般表達(dá)式為式中，A 載波的恒定振幅； ct +(t) (t) 信號的瞬時相位； (t) 瞬時相位偏移。 dct +(t)/dt = (t) 稱為瞬時角頻率 d(t)/dt 稱為瞬時頻偏。)(cos)(ttAtscm61 相位調(diào)制(PM)：瞬時相位偏移隨調(diào)制信號作線性變化，即式中Kp 調(diào)相靈敏度，含義是單位調(diào)制信號幅度引起PM信號的相位偏移量，單位是rad/V。將上式代入一般表達(dá)式得到PM信號表達(dá)式)()(tmKtp)(cos)(tmKtAtspcPM)(cos)(ttAtscm62 頻率調(diào)制

32、(FM)：瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號成比例變化，即式中 Kf 調(diào)頻靈敏度，單位是rad/sV。 這時相位偏移為將其代入一般表達(dá)式得到FM信號表達(dá)式)()(tmKdttdf( )( )ftKmd( )cos( )FMcfstAtKmd)(cos)(ttAtscm63 PM與 FM的區(qū)別 比較上兩式可見， PM是相位偏移隨調(diào)制信號m(t)線性變化，F(xiàn)M是相位偏移隨m(t)的積分呈線性變化。 如果預(yù)先不知道調(diào)制信號m(t)的具體形式，則無法判斷已調(diào)信號是調(diào)相信號還是調(diào)頻信號。)(cos)(tmKtAtspcPM( )cos( )FMcfstAtKmd64 單音調(diào)制FM與PM設(shè)調(diào)制信號為單一頻率的正弦波，

33、即 用它對載波進(jìn)行相位調(diào)制時，將上式代入 得到式中，mp = Kp Am 調(diào)相指數(shù)，表示最大的相位偏移。( )coscos 2mmmmm tAtAf t)(cos)(tmKtAtspcPMPM( )coscoscpmmstAtKAtcosscpmAtm cot65 用它對載波進(jìn)行頻率調(diào)制時，將代入得到FM信號的表達(dá)式式中調(diào)頻指數(shù)，表示最大的相位偏移最大角頻偏 最大頻偏。 ( )coscos 2mmmmm tAtAf tFM( )coscoscfmmstAtKAd ( )cos( )FMcfstAtKmdcosncfmAtmsitfmfmmmKAfmffmKAfmfmf66第第5章章 模擬調(diào)制系

34、統(tǒng)模擬調(diào)制系統(tǒng) PM 信號和FM 信號波形 (a) PM 信號波形 (b) FM 信號波形 67 FM與PM之間的關(guān)系 由于頻率和相位之間存在微分與積分的關(guān)系，所以FM與PM之間是可以相互轉(zhuǎn)換的。 比較下面兩式可見 如果將調(diào)制信號先微分，而后進(jìn)行調(diào)頻，則得到的是調(diào)相波，這種方式叫間接調(diào)相；同樣，如果將調(diào)制信號先積分，而后進(jìn)行調(diào)相，則得到的是調(diào)頻波，這種方式叫間接調(diào)頻。 )(cos)(tmKtAtspcPM( )cos( )FMcfstAtKmd68 方框圖 （a）直接調(diào)頻 （b）間接調(diào)頻(c) 直接調(diào)相 (d) 間接調(diào)相69 5.3.2 窄帶調(diào)頻（NBFM） 定義：如果FM信號的最大瞬時相位偏

35、移滿足下式條件 則稱為窄帶調(diào)頻；反之，稱為寬帶調(diào)頻。）（或5.06)(tfdmK70 時域表示式將FM信號一般表示式展開得到當(dāng)滿足窄帶調(diào)頻條件時，故上式可簡化為( )cos( )tFMcfstAtKmdcoscos( )sinsin( )ttcfcfAtKmdAtKmd1tfdmK)(cos()1sin()()tfttffKmdKmdKmd( )os( )sintN BFMcfcstActAKmdt71 頻域表示式利用以下傅里葉變換對可得NBFM信號的頻域表達(dá)式)()(sin)()(cos)()(ccccccjttMtmjMdttm)()(（設(shè)m(t)的均值為0） ()()1( ) sin2c

36、ccccMMm t dttNBFM()()()ccsA ()()2fccccA KMM72 NBFM和AM信號頻譜的比較 兩者都含有一個載波和位于處的兩個邊帶，所以它們的帶寬相同 不同的是，NBFM的兩個邊頻分別乘了因式1/( - c)和1/( + c) ，由于因式是頻率的函數(shù)，所以這種加權(quán)是頻率加權(quán)，加權(quán)的結(jié)果引起調(diào)制信號頻譜的失真。 另外，NBFM的一個邊帶和AM反相。1()()()()()2AMccccSAMM NBFM() ()()ccsA ()()2fccccAKMM73 NBFM和AM信號頻譜的比較舉例以單音調(diào)制為例。設(shè)調(diào)制信號 則NBFM信號為AM信號為按照上兩式畫出的頻譜圖和矢

37、量圖如下：tAtmmmcos)( )cos( )sintN BFMcfcstAtAKmdt1co ssinsincmfmcmAtA AKttc o sc o s()c o s()2mFccmcmmA AKAttt(cos) cosAMmmcsAAttscoscoscmmcAcotAtcoscos()cos()2mccmcmAAttt74第第5章章 模擬調(diào)制系統(tǒng)模擬調(diào)制系統(tǒng) 頻譜圖75 矢量圖 (a) AM (b) NBFM在AM中，兩個邊頻的合成矢量與載波同相，所以只有幅度的變化，無相位的變化；而在NBFM中，由于下邊頻為負(fù)，兩個邊頻的合成矢量與載波則是正交相加，所以NBFM不僅有相位的變化，

38、幅度也有很小的變化。這正是兩者的本質(zhì)區(qū)別 。由于NBFM信號最大頻率偏移較小，占據(jù)的帶寬較窄，但是其抗干擾性能比AM系統(tǒng)要好得多，因此得到較廣泛的應(yīng)用。 76 5.3.3 寬帶調(diào)頻 調(diào)頻信號表達(dá)式 設(shè)：單音調(diào)制信號為則單音調(diào)制FM信號的時域表達(dá)式為將上式利用三角公式展開，有將上式中的兩個因子分別展成傅里葉級數(shù)，式中 Jn (mf) 第一類n階貝塞爾函數(shù)tfAtAtmmmmm2coscos)(sincos)(tmtAtsmfcFM( )coscos(sin)sinsin(sin)F McfmcfmstAtmtAtmttnmJmJtmmfnnfmf2cos)(2)()sincos(120tnmJt

39、mmfnnmf)12sin()(2)sinsin(11277Jn (mf)曲線78將代入并利用三角公式及貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)則得到FM信號的級數(shù)展開式如下：tnmJmJtmmfnnfmf2cos)(2)()sincos(120tnmJtmmfnnmf)12sin()(2)sinsin(112( )coscos(sin)sinsin(sin)F McfmcfmstAtmtAtmt)cos(21)cos(21sinsin)cos(21)cos(21coscosBABABABABABA為奇數(shù)時當(dāng) nmJmJfnfn)()(為偶數(shù)時當(dāng) nmJmJfnfn)()(79 調(diào)頻信號的頻域表達(dá)式對上式進(jìn)行傅里葉變

40、換，即得FM信號的頻域表達(dá)式01( )() cos()cos()cos() FMfcfcmcmstAJmtAJmtt2()cos(2)cos(2) fcmcmA Jmtt+2()cos(3)cos(3) fcmcmA Jmtt -() cos()nfcmnAJmnt =()()()()FMnfcmcmSAJmnn 80 討論：由上式可見 調(diào)頻信號的頻譜由載波分量c和無數(shù)邊頻(c nm)組成。 當(dāng)n = 0時是載波分量c ，其幅度為AJ0 (mf) 當(dāng)n 0時是對稱分布在載頻兩側(cè)的邊頻分量(c nm) ，其幅度為AJn (mf)，相鄰邊頻之間的間隔為m；且當(dāng)n為奇數(shù)時，上下邊頻極性相反； 當(dāng)n為

41、偶數(shù)時極性相同。 由此可見，F(xiàn)M信號的頻譜不再是調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是一種非線性過程。 ()()()()FMnfcmcmSAJmnn 81 某單音寬帶調(diào)頻波的頻譜：82 調(diào)頻信號的帶寬 理論上調(diào)頻信號的頻帶寬度為無限寬。 實(shí)際上邊頻幅度隨著n的增大而逐漸減小，因此調(diào)頻信號可近似認(rèn)為具有有限頻譜。 通常采用的原則是，信號的頻帶寬度應(yīng)包括幅度大于未調(diào)載波的10%以上的邊頻分量。 當(dāng)mf 1以后，取邊頻數(shù)n = mf + 1即可。因?yàn)閚 mf + 1以上的邊頻幅度均小于0.1。 被保留的上、下邊頻數(shù)共有2n = 2(mf + 1)個，相鄰邊頻之間的頻率間隔為fm，所以調(diào)頻波的有效帶寬為它稱為卡

42、森（Carson）公式。 )(2)1(2mmfFMfffmB83 當(dāng)mf 1時，上式可以近似為這就是寬帶調(diào)頻的帶寬。 當(dāng)任意限帶信號調(diào)制時，上式中fm是調(diào)制信號的最高頻率， mf是最大頻偏 f 與 fm之比。 例如，調(diào)頻廣播中規(guī)定的最大頻偏f為75kHz，最高調(diào)制頻率fm為15kHz，故調(diào)頻指數(shù)mf 5，由上式可計(jì)算出此FM信號的頻帶寬度為180kHz。mFMfB2)(2)1(2mmfFMfffmBfBFM 284 調(diào)頻信號的功率分配 調(diào)頻信號的平均功率為 由帕塞瓦爾定理可知 利用貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)得到 上式說明，調(diào)頻信號的平均功率等于未調(diào)載波的平均功率，即調(diào)制后總的功率不變，只是將原來載波功率

43、中的一部分分配給每個邊頻分量。 2FMFMPst 2FMFMPst22()2nfnAJm 2()1nfnJm 22F McAPP85 5.3.4 調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào) 調(diào)頻信號的產(chǎn)生 直接調(diào)頻法：用調(diào)制信號直接去控制載波振蕩器的頻率，使其按調(diào)制信號的規(guī)律線性地變化。 壓控振蕩器：每個壓控振蕩器(VCO)自身就是一個FM調(diào)制器，因?yàn)樗恼袷庮l率正比于輸入控制電壓，即方框圖 LC振蕩器：用變?nèi)荻O管實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻。0( )( )iftKm t86 直接調(diào)頻法的主要優(yōu)缺點(diǎn)：優(yōu)點(diǎn)：可以獲得較大的頻偏。缺點(diǎn)：頻率穩(wěn)定度不高 改進(jìn)途徑：采用如下鎖相環(huán)（PLL）調(diào)制器 87 間接法調(diào)頻 阿姆斯特朗（Armst

44、rong）法 原理：先將調(diào)制信號積分，然后對載波進(jìn)行調(diào)相，即可產(chǎn)生一個窄帶調(diào)頻(NBFM)信號，再經(jīng)n次倍頻器得到寬帶調(diào)頻 (WBFM) 信。 方框圖 88 間接法產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號由窄帶調(diào)頻公式可知，窄帶調(diào)頻信號可看成由正交分量與同相分量合成的。所以可以用下圖產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號： ( )os( )sintN BFMcfcstActAKmdt ( )m t 載 波coscAt 積 分 器 N B FM( )St 2/ 89 倍頻：目的：為提高調(diào)頻指數(shù)，從而獲得寬帶調(diào)頻。方法：倍頻器可以用非線性器件實(shí)現(xiàn)。原理：以理想平方律器件為例，其輸出-輸入特性為當(dāng)輸入信號為調(diào)頻信號時，有由上式可知，濾除直流成分

45、后，可得到一個新的調(diào)頻信號，其載頻和相位偏移均增為2倍，由于相位偏移增為2倍，因而調(diào)頻指數(shù)也必然增為2倍。 同理，經(jīng)n次倍頻后可以使調(diào)頻信號的載頻和調(diào)頻指數(shù)增為n倍。)()(20tastsi)(cos)(ttAtsci)(22cos121)(20ttaAtsc90 典型實(shí)例：調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)載頻：f1 = 200kHz 調(diào)制信號最高頻率 fm = 15kHz 間接法產(chǎn)生的最大頻偏 f1 = 25 Hz 調(diào)頻廣播要求的最終頻偏 f =75 kHz，發(fā)射載頻在88-108 MHz頻段內(nèi)，所以需要經(jīng)過次的倍頻，以滿足最終頻偏=75kHz的要求。但是，倍頻器在提高相位偏移的同時，也使載波頻率提高了，倍頻

46、后新的載波頻率(nf1 )高達(dá)600MHz，不符合 fc =88-108MHz的要求，因此需用混頻器進(jìn)行下變頻來解決這個問題。300025/1075/31ffn91 具體方案1212112)(fnnfffnnfc 92 【例5-1】 在上述寬帶調(diào)頻方案中，設(shè)調(diào)制信號是fm =15 kHz的單頻余弦信號，NBFM信號的載頻f1 =200 kHz，最大頻偏f1 =25 Hz；混頻器參考頻率f2 = 10.9 MHz，選擇倍頻次數(shù)n1 = 64，n2 =48。 (1) 求NBFM信號的調(diào)頻指數(shù)； (2) 求調(diào)頻發(fā)射信號（即WBFM信號）的載頻、最大頻偏和調(diào)頻指數(shù)。 【解】（1）NBFM信號的調(diào)頻指數(shù)

47、為（2）調(diào)頻發(fā)射信號的載頻為-3113251.67101510mfmfMHz2.91)109.101020064(48)(632112ffnnfc93(3) 最大頻偏為(4) 調(diào)頻指數(shù)為kHzfnnf8.7625486412112.51015108.7633mfffm94 調(diào)頻信號的解調(diào) 非相干解調(diào)：調(diào)頻信號的一般表達(dá)式為解調(diào)器的輸出應(yīng)為 完成這種頻率-電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系的器件是頻率檢波器，簡稱鑒頻器。 鑒頻器的種類很多，例如振幅鑒頻器、相位鑒頻器、比例鑒頻器、正交鑒頻器、斜率鑒頻器、頻率負(fù)反饋解調(diào)器、鎖相環(huán)(PLL)鑒頻器等。 下面以振幅鑒頻器為例介紹： ( )cos( )tFMcfstAtKmd

48、o( )( )fmtKm t95 振幅鑒頻器方框圖圖中，微分電路和包絡(luò)檢波器構(gòu)成了具有近似理想鑒頻特性的鑒頻器。限幅器的作用是消除信道中噪聲等引起的調(diào)頻波的幅度起伏 96 微分器的作用是把幅度恒定的調(diào)頻波sFM (t)變成幅度和頻率都隨調(diào)制信號m(t)變化的調(diào)幅調(diào)頻波sd (t)，即包絡(luò)檢波器則將其幅度變化檢出并濾去直流，再經(jīng)低通濾波后即得解調(diào)輸出式中Kd 為鑒頻器靈敏度，單位為V/rad/s ( )( )sin( )tdcfcfstAKm ttKmd o( )( )dfmtKKm t97 相干解調(diào)：相干解調(diào)僅適用于NBFM信號 由于NBFM信號可分解成同相分量與正交分量之和，因而可以采用線性

49、調(diào)制中的相干解調(diào)法來進(jìn)行解調(diào)，如下圖所示。 N B FM( )st L P F B P F )(tSi o( )mt ( )c t 微 分 )(tSp ( )dst 98設(shè)窄帶調(diào)頻信號并設(shè)相干載波則相乘器的輸出為經(jīng)低通濾波器取出其低頻分量再經(jīng)微分器，即得解調(diào)輸出可見，相干解調(diào)可以恢復(fù)原調(diào)制信號。 ( )cos( ) sintN BFMcfcstAtA Kmdtttccsin)( )sin 2() (1cos 2)22tpcfcAAsttKmdt tFddmKAts)(2)()(2)(0tmAKtmF N B FM( )st L P F B P F )(tSi o( )mt ( )c t 微 分

50、 )(tSp ( )dst 99 5.4調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能 重點(diǎn)討論FM非相干解調(diào)時的抗噪聲性能 分析模型圖中 n(t) 均值為零，單邊功率譜密度為n0的高斯白噪聲 FM( )st B PF )(tn )(tSi )(tni LP F )(tno o( )mt 限 幅 鑒 頻 100 5.4.1 輸入信噪比 設(shè)輸入調(diào)頻信號為故其輸入信號功率為輸入噪聲功率為式中，BFM 調(diào)頻信號的帶寬，即帶通濾波器的帶寬因此輸入信噪比為FM( )cos( )tcFstAtKmd2/2ASiFMiBnN0FMiiBnANS022101 5.4.2 大信噪比時的解調(diào)增益 在輸入信噪比足夠大的條件下，信號和噪聲的相

51、互作用可以忽略，這時可以把信號和噪聲分開來計(jì)算。 計(jì)算輸出信號平均功率輸入噪聲為0時，解調(diào)輸出信號為 故輸出信號平均功率為o( )( )dfmtKKm t222oo( )( )dfSmtKKmt102 計(jì)算輸出噪聲平均功率假設(shè)調(diào)制信號m(t) = 0，則加到解調(diào)器輸入端的是未調(diào)載波與窄帶高斯噪聲之和，即式中 包絡(luò) 相位偏移 s( )s( ) cos( ) sin( ) cos( ) sincicccscccscAcotntAcotnttnttAnttntt coscAttt 22( )( )csA tAntnt ( )arctan( )scnttAnt103在大信噪比時，即A nc (t)和A

52、 ns (t)時，相位偏移 可近似為當(dāng)x 1時有近似式 上式結(jié)果表明，在大信噪比情況下，寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增益是很高的，即抗噪聲性能好。例如，調(diào)頻廣播中常取mf ，則制度增益GFM =450。也就是說，加大調(diào)制指數(shù)，可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速改善。2ooFMFM/3/2fiimSNBGmSNf)(2)1(2mmfFMfffmB23(1 )FMffGmm33FMfGm109 調(diào)頻系統(tǒng)與調(diào)幅系統(tǒng)比較在大信噪比情況下，AM信號包絡(luò)檢波器的輸出信噪比為若設(shè)AM信號為100%調(diào)制。且m(t)為單頻余弦波信號，則m(t)的平均功率為 因而式中，B為AM信號的帶寬，它是基帶信號帶寬的兩倍，即B = 2fm

53、，故有將兩者相比，得到2oo0( )SmtNn B22( )2Amt2oo0/ 2SANn B2oo0/ 22mSANnfoo2FMooA M/3/fSNmSN110 討論 在大信噪比情況下，若系統(tǒng)接收端的輸入A和n0相同，則寬帶調(diào)頻系統(tǒng)解調(diào)器的輸出信噪比是調(diào)幅系統(tǒng)的3mf2倍。例如，mf =5時，寬帶調(diào)頻的S0 /N0是調(diào)幅時的75倍。 調(diào)頻系統(tǒng)的這一優(yōu)越性是以增加其傳輸帶寬來換取的。因?yàn)?，對于AM 信號而言，傳輸帶寬是2fm，而對WBFM信號而言，相應(yīng)于mf = 5時的傳輸帶寬為12fm ，是前者的6倍。 WBFM信號的傳輸帶寬BFM與AM 信號的傳輸帶寬BAM之間的一般關(guān)系為oo2FMo

54、oA M/3/fSNmSNFMA M2(1)(1)fmfBmfmB111 當(dāng)mf 1時，上式可近似為故有在上述條件下，變?yōu)榭梢?，寬帶調(diào)頻輸出信噪比相對于調(diào)幅的改善與它們帶寬比的平方成正比。調(diào)頻是以帶寬換取信噪比的改善。FMA M2(1)(1)fmfBmfmBFMA MfBmBFMA MfBmB2ooFMFMooA MA M/3/SNBSNBoo2FMooA M/3/fSNmSN112 結(jié)論：在大信噪比情況下，調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能將比調(diào)幅系統(tǒng)優(yōu)越，且其優(yōu)越程度將隨傳輸帶寬的增加而提高。 但是，F(xiàn)M系統(tǒng)以帶寬換取輸出信噪比改善并不是無止境的。隨著傳輸帶寬的增加，輸入噪聲功率增大，在輸入信號功率不變

55、的條件下，輸入信噪比下降，當(dāng)輸入信噪比降到一定程度時就會出現(xiàn)門限效應(yīng)，輸出信噪比將急劇惡化。113 5.4.3 小信噪比時的門限效應(yīng) 當(dāng)(Si /Ni)低于一定數(shù)值時，解調(diào)器的輸出信噪比(So /No)急劇惡化，這種現(xiàn)象稱為調(diào)頻信號解調(diào)的門限效應(yīng)。 門限值 出現(xiàn)門限效應(yīng)時所對應(yīng)的輸入信噪比值稱為門限值，記為(Si /Ni) b。114 右圖畫出了單音調(diào)制時在不同調(diào)制指數(shù)下，調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比與輸入信噪比的關(guān)系曲線。 由此圖可見 門限值與調(diào)制指數(shù)mf 有關(guān)。 mf 越大，門限值越高。不過不同mf 時，門限值的變化不大，大約在811dB的范圍內(nèi)變化，一般認(rèn)為門限值為10 dB左右。 在門限值以

56、上時， (So /No)FM與(Si /Ni)FM呈線性關(guān)系，且mf 越大，輸出信噪比的改善越明顯。 115 在門限值以下時， (So /No)FM將隨(Si /Ni)FM的下降而急劇下降。且mf越大， (So /No)FM下降越快。 門限效應(yīng)是FM系統(tǒng)存在的一個實(shí)際問題。尤其在采用調(diào)頻制的遠(yuǎn)距離通信和衛(wèi)星通信等領(lǐng)域中，對調(diào)頻接收機(jī)的門限效應(yīng)十分關(guān)注，希望門限點(diǎn)向低輸入信噪比方向擴(kuò)展。 降低門限值（也稱門限擴(kuò)展）的方法有很多，例如，可以采用鎖相環(huán)解調(diào)器和負(fù)反饋解調(diào)器，它們的門限比一般鑒頻器的門限電平低610dB。 還可以采用“預(yù)加重”和“去加重”技術(shù)來進(jìn)一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比。這也相當(dāng)

57、于改善了門限。 116 5.4.4 預(yù)加重和去加重 目的： 鑒頻器輸出噪聲功率譜隨f呈拋物線形狀增大。但在調(diào)頻廣播中所傳送的語音和音樂信號的能量卻主要分布在低頻端，且其功率譜密度隨頻率的增高而下降。因此，在調(diào)制頻率高頻端的信號譜密度最小，而噪聲譜密度卻是最大，致使高頻端的輸出信噪比明顯下降，這對解調(diào)信號質(zhì)量會帶來很大的影響。 為了進(jìn)一步改善調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比，針對鑒頻器輸出噪聲譜呈拋物線形狀這一特點(diǎn)，在調(diào)頻系統(tǒng)中廣泛采用了加重技術(shù)，包括“預(yù)加重和“去加重”措施?！邦A(yù)加重”和“去加重”的設(shè)計(jì)思想是保持輸出信號不變，有效降低輸出噪聲，以達(dá)到提高輸出信噪比的目的。 117 原理所謂“去加重”就是

58、在解調(diào)器輸出端接一個傳輸特性隨頻率增加而滾降的線性網(wǎng)絡(luò)Hd (f) ，將調(diào)制頻率高頻端的噪聲衰減，使總的噪聲功率減小。但是，由于去加重網(wǎng)絡(luò)的加入，在有效地減弱輸出噪聲的同時，必將使傳輸信號產(chǎn)生頻率失真。因此，必須在調(diào)制器前加入一個預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)Hp(f) ，人為地提升調(diào)制信號的高頻分量，以抵消去加重網(wǎng)絡(luò)的影響。顯然，為了使傳輸信號不失真，應(yīng)該有這是保證輸出信號不變的必要條件。 1()()pdHfHf118 方框圖：加有預(yù)加重和去加重的調(diào)頻系統(tǒng) 性能由于采用預(yù)加重/去加重系統(tǒng)的輸出信號功率與沒有采用預(yù)加重/去加重系統(tǒng)的功率相同，所以調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比的改善程度可用加重前的輸出噪聲功率與加重后的輸出噪聲功率的比值確