LTE物理層協議書

1、 HYPERLINK / 4.13 信道可能4.13.1 信道可能簡介1.有哪些信道可能方法 (1) 盲可能與半盲可能 (2) 基于導頻的信道可能 （3）基于訓練序列的信道可能2. 信道可能的作用(1)抵抗衰落，用可能結果來抵消各個子信道衰落的阻礙，從而在接收端獲得正確的解調。(2)在OFDM無線通信系統中一般采納多進制調制方式，如MQAM調制方式，這就需要在接收端進行相干解調。由于無線信道的傳輸特性是隨時刻變化的，因此相干解調就要用到信道的瞬時狀態(tài)信息，因此在系統接收端需要進行信道可能，以獲得無線信道的瞬時傳輸特性(3)信道可能還能夠用來糾正頻率偏移造成的信號正交性的破壞(4)關于結合MIM

2、O技術的OFDM系統來講，空時檢測或空時解碼一般要求己知信道狀態(tài)信息，因此這時的信道可能及可能的準確性就尤為重要(5)關于閉環(huán)系統，如OFDM自適應調制系統、MIMO一OFDM自適應調制系統、結合信道信息采納改進空時編碼發(fā)射機的MIMO系統等，發(fā)射機端同樣要求得到信道狀態(tài)信息3.各種方法的差不多原理及準則 原理（1）盲可能：不需要發(fā)送輥發(fā)送專門的訓練序列，然而接收須接收到足夠多的數據符號，以得到可靠的信道可能，但有 專門大的處理延時。（2）基于導頻：發(fā)送端適當位置插入導頻，接收端利用導頻恢復出導頻位置的信道信息，然后利用某種處理手段(如內插、濾波、 變換等)獲得所有時段的信道信息。準則 (1)

3、 最小平方誤差準則(Least Square error law，LS)(2)最小均方誤差( Minimum Mean Square Error law，MMSE)（3）最大似然準則 要緊用于盲可能4.依據各種方法使用條件及優(yōu)缺點來確定選用何種可能方法盲可能：優(yōu)點 盲可能能夠大大提高系統的傳輸碼率。 缺點：專門大的處理延時基于訓練序列和導頻的信道可能 比較成熟 通過考慮我們選定基于導頻和基于訓練序列的信道可能算法OFDM系統的數學模型 信道可能確實是通過已知導頻的X和接收信號Y依照某種準則先求導頻處信道的頻率響應H。常見的導頻類型梳狀導頻 這類導頻用于信道變化較快的情況，即信道的相鄰頻響之間變

4、化專門大。導頻結構如下圖所示，圖中導頻位置沿頻率方向等間隔分布，而在有導頻分布的子信道中沿時刻方向所有位置上全部插入導頻。塊狀導頻 矩形狀導頻 這類導頻用于信道變化不太快也不太慢的情況。導頻結構如下圖所示，圖中導頻符號延時刻，頻率方向差不多上等間隔分布的，基于導頻的信道可能圖4-1半盲可能算法：以兩收兩發(fā)MIMO系統為例，關于第i根天線上第n個OFDM塊中第k個子載波上的信號，其頻率響應可表示為： 備注：此算法不是最簡的 有待改進。半盲可能的改進算法：基于導頻的信道可能算法（基于導頻的二維信道可能） 改進 基于導頻的低秩二維信道可能算法由導頻出的頻響可能整個信道的頻響的方法有好幾種，綜合考慮，

5、選定了DFT插值法 DFT插值法（還有其他插值法，綜合比較后確定dft插值法）7.信道可能在上行及下性鏈路中的定位4.13.2 基于各類型參考信號的信道可能算法 下行參考信號的信道可能小區(qū)專用參考信號（常規(guī)CP）小區(qū)專用參考信號（擴展CP）算法設計（一維信道可能算法）先進性頻域可能再進行時域可能講明：本項目的信道可能算法都統一用一維信道可能算法，先對頻域進行可能，再對時域進行可能。下面以下行常規(guī)CP小區(qū)專用參考信號端口的可能分不進行設計，設計思想差不多相同，算法以天線端口0為例X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設X0p=X（0，0） X（0，6） X（0，12）X（0，6k），其中k=0

6、，1，2Y0p=Y（0，0） Y（0，6） Y（0，12）Y（0，6k），其中k=0，1，2其中X0p為L=0時插入的導頻符號，Y0p為L=0時收到的導頻處的值。依照X0p，Y0p再用LMMSE準則可能出的值，將X0p，Y0p分不寫作X0p=X1，X2，X3，XNp-1，Y0p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準則要用到LS的結果，因此先將LS準則的結果如下:即：= * Y0p】【LMMSE準則要以MMSE準則為基礎，MMSE準則如下：】基于LMMSE準則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導頻處的信道響應，假定OFDM系

7、統是在時變多徑衰落信道中工作，系統的抽樣間隔為Ts，循環(huán)前綴為L,信道可用下式表示：接下來用DFT插值算法求得L=0處所有符號出的頻率響應。DFT插值算法如下：到此為止天線端口0的L=0處各個符號的信道響應差不多求出，L=1,2,3時的OFDM符號沒有導頻插入，L=4處OFDM符號有導頻插入，當L=4時， 設X4p=X（4，3） X（4，9） X（4，15）X（0，3+6k），其中k=0，1，2Y4p=Y（4，3） Y（4，9） Y（4，15）Y（0，3+6k），其中k=0，1，2其中X4p為L=4時插入的導頻符號，Y4p為L=4時接收端收到的導頻處的值。依照X4p，Y4p再用LMMSE準則可

8、能出的值，將X4p，Y4p分不寫作X4p=X1，X2，X3，XNp-1，Y4p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的值，L=4處的信道頻率響應也用同樣的方法求得， ，的對應載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（1，k）+ a*(（4，k）-（0，k ）)a=（x-0）/4 ， L=1,2,3；的算法與的求法完全相同，的值由和線性插值求得，計算公式如下：（L，k）=（4，k）+ a*(（7，k）-（4，k ）) a=（x-4）/3， L=5，6；的求法同完全相同。，,的值由和線性插值求得，公式如下：（L，k）=（7，k）+ a*(（11，k）-

9、（7，k ）)a=（L-7）/4， L=8,9,10 ； ，的值用即：Z（12，k） =Y（12，k）/（11，k）（12，k）=Slice（Z（12，k）（12，k）= Y（12，k）/（12，k）的算法同其它天線端口信道可能思想同天線端口0相同，那個地點不再重復。當UE端天線1，2分不接收到uNb端四個天線端口L=0時刻發(fā)來的數據則信道可能矩陣為H0=下行傳輸MBSFN參考信號信道可能算法（同小區(qū)專用參考信號） X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設X2p=X（2，0） X（2，2） X（2，4）X（2，2k），其中k=0，1，2Y2p=Y（2，0） Y（2，2） Y（2，4）Y（2，

10、2k），其中k=0，1，2其中X2p為L=2時插入的導頻符號，Y2p為L=2時收到的導頻處的值。依照X2p，Y2p再用LMMSE準則可能出的值，將X2p，Y2p分不寫作X2p=X1，X2，X3，XNp-1，Y2p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準則要用到LS的結果，因此先將LS準則的結果如下:即：= * Y2p】【LMMSE準則要以MMSE準則為基礎，MMSE準則如下：】基于LMMSE準則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導頻處的信道響應，假定OFDM系統是在時變多徑衰落信道中工作，系統的抽樣間隔為Ts，循環(huán)前綴為L,

11、信道可用下式表示：接下來用DFT插值算法求得L=2處所有符號出的頻率響應。DFT插值算法如下：到此為止天線端口4的L=2處各個符號的信道響應差不多求出，L=0，1處的信道可能用L=2處的可能值近似代替， L=3，4，5處OFDM符號有導頻插入，當L=6時，設X6p=X（6，1） X（6，3） X（6，5）X（6，1+2k），其中k=0，1，2Y6p=Y（6，1） Y（6，3） Y（6，5）Y（6，1+2k），其中k=0，1，2其中X6p為L=6時插入的導頻符號，Y6p為L=6時接收端收到的導頻處的值。依照X6p，Y6p再用LMMSE準則可能出的值，將X6p，Y6p分不寫作X6p=X1，X2，X

12、3，XNp-1，Y6p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的值，L=6處的信道頻率響應也用同樣的方法求得， ，的對應載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（2，k）+ a*(（2，k）-（6，k ）)a=（x-2）/4 ， L=3，4，5；的算法與的求法完全相同，H9的值由和線性插值求得，計算公式如下：（L，k）=（6，k）+ a*(（10，k）-（6，k ）) a=（x-6）/4， L=7，8，9；的值用即：Z（11，k） =Y（11，k）/（10，k）（11，k）=Slice（Z（11，k）（11，k）= Y（11，k）/（11，k）2分不

13、接收到uNb端四個天線端口L=0時刻發(fā)來的數據則信道可能矩陣為H0=X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設X1p=X（1，0） X（1，4） X（1，8）X（1，4k），其中k=0，1，2Y1p=Y（1，0） Y（1，4） Y（1，8）Y（1，4k），其中k=0，1，2其中X1p為L=1時插入的導頻符號，Y1p為L=1時收到的導頻處的值。依照X1p，Y1p再用LMMSE準則可能出的值，將X1p，Y1p分不寫作X1p=X1，X2，X3，XNp-1，Y1p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準則要用到LS的結果，因此先將LS準則的結果如下:即：=

14、 * Y1p】【LMMSE準則要以MMSE準則為基礎，MMSE準則如下：】基于LMMSE準則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導頻處的信道響應，假定OFDM系統是在時變多徑衰落信道中工作，系統的抽樣間隔為Ts，循環(huán)前綴為L,信道可用下式表示：接下來用DFT插值算法求得L=1處所有符號出的頻率響應。DFT插值算法如下：到此為止天線端口4的L=1處各個符號的信道響應差不多求出，L=0處的信道可能用L=1處的可能值近似代替， L=2處OFDM符號有導頻插入，當L=3時，設X3p=X（3，2） X（3，）6 X（3，10）X（3，2+4k），其中k=0，1，2Y3p=Y（3，2

15、） Y（3，6） Y（3，10）Y（3，2+4k），其中k=0，1，2其中X3p為L=3時插入的導頻符號，Y3p為L=3時接收端收到的導頻處的值。依照X3p，Y3p再用LMMSE準則可能出的值，將X3p，Y3p分不寫作X3p=X1，X2，X3，XNp-1，Y3p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的值，的對應載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（1，k）+ a*(（1，k）-（3，k ）)a=（x-2）/2 ， L=2；的算法與的求法完全相同，的值由和線性插值求得，計算公式如下：（L，k）=（3，k）+ a*(（5，k）-（3，k ）) a=

16、（x-3）/2， L=4；2分不接收到uNb端四個天線端口L=0時刻發(fā)來的數據則信道可能矩陣為H0=終端專用參考信號信號可能算法（同上） 上行參考信號的信道可能PUSCH與PUCCH解調用參考信號信道可能算法PUSCH導頻插入方式圖 如圖1，2所示：常規(guī)CP時，第L=3，即在每一個時隙的正中間的那個SC-FDM符號；擴展CP時，第L=2，即每個時隙的第三個SC-FDMA符號塊上。圖1 PUSCH常規(guī)CP時 解調參考信號時頻位置L=3算法X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設X3p=X（3，0） X（3，1） X（3，2）X（3，n），其中k=0，1，2Y3p=Y（3，0） Y（3，1） Y

17、（3，2）Y（3，n），其中k=0，1，2其中X3p為L=3時插入的導頻符號，Y3p為L=3時收到的導頻處的值。依照X3p，Y3p再用LMMSE準則可能出的值，將X3p，Y3p分不寫作X3p=X1，X2，X3，XNp-1，Y3p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準則要用到LS的結果，因此先將LS準則的結果如下:即：= * Y2p】【LMMSE準則要以MMSE準則為基礎，MMSE準則如下：】基于LMMSE準則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導頻處的信道響應，假定OFDM系統是在時變多徑衰落信道中工作，系統的抽樣間隔為Ts

18、，循環(huán)前綴為L,信道可用下式表示：到此為止天線端口在L=3處各個符號的信道響應差不多求出，L=0，1，2處的信道可能用L=3處的可能值近似代替， L=4，5，6，7，8，9處OFDM符號有導頻插入，當L=10時，設X10p=X（10，0） X（10，1） X（10，2）X（10，n），其中k=0，1，2Y10p=Y（10，0） Y（10，1） Y（10，2）Y（10，n），其中k=0，1，2其中X10p為L=10時插入的導頻符號，Y10p為L=10時接收端收到的導頻處的值。依照X10p，Y10p再用LMMSE準則可能出的值，將X10p，Y10p分不寫作X10p=X1，X2，X3，XNp-1，Y

19、10p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準則可能的值，L=10處的信道頻率響應也用同樣的方法求得， ，H7，H8，H9的對應載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（3，k）+ a*(（10，k）-（3，k ）)a=（x-3）/7 ， L=4，5，6，7，8，9；H12，H13，的值用即：Z（11，k） =Y（11，k）/（10，k）（11，k）=Slice（Z（11，k）（11，k）= Y（11，k）/（11，k）H12，H13可能算法類似 圖2 PUSCH擴展CP時 解調參考信號時頻位置L=2（算法同上）PUCCH參考信號插入方式圖3 PUCCH

20、格式1 1a 1b，常規(guī)CP時解調參考信號時頻位置算法L=2，3，4處的信道頻率響應算法同PUSCH插入導頻處的信道頻率響應算法，L=0，1處的頻響用L=2處的代替，（向量）分不表示L=2，3，4處各個子載波上的頻率響應，e，e2 ，分不為e=-，e2 =-，e=（e1 + e2）/2，L=5處的頻響為+e，L=6，7，8處的頻響用以下方法求得圖4 PUCCH 格式1 1a 1b，擴展CP時解調參考信號時頻位置（算法同常規(guī)CP）圖5 PUCCH 格式2 2a 2b，常規(guī)CP時解調參考信號時頻位置（算法同PUSCH） 圖6 PUCCH 格式2 ，擴展CP時解調參考信號時頻位置（算法同PUSCH）

21、SRS信道可能算法SRS時域映射位置 圖7 SRS信號在常規(guī)CP時的時頻位置圖8 SRS信號在擴展CP時的時頻位置SRS算法在有srs處的子幀進行信道可能，只可能有導頻符號處的信道情況，導頻處信道可能算法基于LMMSE準則，然后DFT插值法進行數據處信道的恢復。（定義）具體操作過程 4.13.3 均衡4.14 信號檢測4.14.1 概述調制后的數據流經串并轉換，預編碼等處理映射到各個天線上發(fā)射；在接收端接收，其中每條接收天線均接收到來自各條發(fā)射天線上的信息，通過信號檢測模塊將原始數據流檢測出，并同時實現MIMO系統的復用或分集增益；MIMO系統的空時處理技術包括：接收端的信號檢測與發(fā)射端的信令

22、方案。這兩者緊密結合在一起實現MIMO系統的空間復用增益和發(fā)射分集增益。發(fā)射端的信令方案：空間復用分層空時結構BLAST空時編碼空時格編碼STTC 空時分組碼STBC 對應接收端的檢測方案在接收端依照發(fā)射端的層映射、預編碼方案（分集或復用）選擇相對應的檢測算法進行檢測.1空間復用的檢測算法：最大似然、線性、分層（設MIMO信道模型）最大似然解碼ML： 理論上，最大似然檢測是最優(yōu)的檢測方法，它的原理是在發(fā)射信號（或信號向量空間）中查找其通過信道變換以后到接收信號距離最小的那個發(fā)射信號（或信號向量空間）。數學表達式如下：其中，是S的可能值，為發(fā)射信號S存在的空間，表示在內查找使得其值最小的S值，為

23、向量二范數運算符。求解最大似然解的最差不多方法是遍歷求解，測試S的所有可能值，找出使得值最小的S即為其最大似然解。當系統采納多天線數、高維度調制時，這種求解方式的運算復雜度將專門高，且運算復雜度隨著發(fā)射信號調制階數的增長成指數型增長，因此這種方法一般只應用于理論分析中。線性檢測： 一、迫零準則（ZF）迫零準則定義的置零矩陣為信道矩陣H的偽逆，即：通過迫零矩陣后，接收信號為：二、最小均方誤差準則（MMSE）ZF準則盡管完全消除了信號間的干擾，檢測信號的噪聲卻被放大了，因此檢測性能不理想。為了提高檢測性能，引入了最小均方誤差準則，在干擾置零時它考慮了噪聲的阻礙。設噪聲方差為，MMSE準則確實是使S

24、與其可能值之間的均方誤差達到最小，即：推導得到：通過那個置零矩陣，信號為：分層檢測： 線性檢測沒有利用到多天線結構的分集增益，為了得到分集增益能夠利用判決反饋（DF：decision feedback）的思想，能夠將已判決的信號反饋回去，提高檢測的可靠性。判決反饋能夠用于同一符號或不同符號的檢測。干擾消除是將判決反饋作用于不同符號間的檢測，將已檢測出的信號從待檢測信號消除，從而降低了待檢測信號中的干擾量，提高判決的可靠性，同時積存了分集增益。干擾消除的基礎是線性檢測。串行干擾消除是指信號檢測一個然后抵消一個，如此循環(huán)直到所有信號檢測出來。并行干擾消除確實是將檢測好的多個信號同時干擾消除掉，然后

25、再進行檢測。(具體算法見4.1中的VBLST算法檢測).2 空時格碼-Viterbi算法譯碼 譯碼專門復雜，僅見于理論分析?？諘r分組碼-類似Alamouti方案的解碼方案 Alamouti方案（2發(fā)1收的發(fā)射分集方案）：圖是Alamouti提出的兩發(fā)一收空時編碼方案，圖(a)和圖(b)分不是發(fā)射端和接收端的框圖。信息比特首先通過星座圖映射，映射后的符號每兩個一組進入空時編碼器，記為和兩發(fā)一收的空時編碼矩陣為：該矩陣中，每一列表示一根發(fā)射天線上的信號，第一個時刻和分不從兩根天線同時發(fā)射，第二時刻和分不從兩根天線同時發(fā)射。 令和分不表示兩個相繼時刻內接收到的信號，且假設信道在兩個時刻內保持不變，則

26、有：其中，表示均值為零，方差為的加性白高斯噪聲。、是通過合并接收信號和信道狀態(tài)信息構造產生的兩個最大似然判決統計。統計結果能夠表示為 將、帶入上式： 關于給定信道實現和而言，統計結果 (i=1、2)僅僅是 (i=1、2)的函數，因此，能夠將最大似然譯碼準則式分為關于和的2個獨立譯碼算法，估算出，4.14.2 信號檢測過程描述4.14.3 LTE中采取的信號處理技術LTE中依照MIMO信道的情況而在發(fā)射端層映射預編碼選擇發(fā)射分集和空間復用兩種不同的技術，因此也將在信號檢測時分不對應的采納分集合復用兩種檢測方案，來分不實現分集增益和復用增益，提高信道的傳輸質量和傳輸速率。問題：兩種技術的選擇是依照

27、什么參數而定的？ 空間復用信令方案：垂直分層空時結構V-BLAST檢測算法：基于排序的串行干擾消除檢測 V-BLAST的干擾消除檢測即是利用干擾置零（MMSE）判決出信號，將已檢測出的信號從待 檢測信號消除，消除它對其他信號的干擾，直到所有信號被檢測出來 發(fā)射分集技術信令方案：空時分組結構STBC檢測算法：類似Alamouti方案的譯碼方案4.14.4 LTE中的具體檢測過程依照層映射、預編碼采納的方案（復用或分集）采納相對應的檢測方案 空間復用信令方案：采納經層映射后數據 再經預編碼（注：以without CDD為例，CDD原理相似） 設信道為h（由信道可能給出） 接收端天線上的數據為： 則

28、由MIMO信道模型有： ； 即：利用V-BLAST算法進行檢測出： 1、初始化: ， 2、第i次預處理： for （M表示發(fā)射天線數） 3、進行檢測排序：（令排序檢測出的信號順序為） 4、第i次的信號檢測： ； ； 。 5、循環(huán)檢測過程： if ； 注：表示Frobenius范數，表示硬判決，而，分不表示的第j行和 的第列，則表示將的第列的元素置零的操作。 分集技術：2發(fā)2收和4發(fā)2收情況 依照發(fā)射端層映射、預編碼的發(fā)射方案（由發(fā)射天線數唯一確定）選擇相應的檢測方案（2發(fā)或者4發(fā)）；問題：分集天線數目由什么確定基于2發(fā)2收情況： ； t時刻從天線i發(fā)射符號的判決統計如下： ； 是 的第i行 關

29、于2根發(fā)射天線基于發(fā)射分集的預編碼方案，其預編碼矩陣如式，那么，1根接收天線時，2根發(fā)射天線上的信號分不為： ； ；對2根天線接收有： ； ；通過對做硬判決得到天線P發(fā)射符號的估值。基于4發(fā)2收情況： ； t時刻從天線i發(fā)射符號的判決統計如下： ； 是 的第i行 關于4根發(fā)射天線基于發(fā)射分集的預編碼方案，其預編碼矩陣如式：；那么，1根接收天線時4根發(fā)射天線上的信號分不為： ； ； ； ；對2根天線接收有： 通過對做硬判決得到天線P發(fā)射符號的估值。4.14.5 問題1、兩種技術（分集與復用）的選擇是依照什么參數而定的？依照接收端反饋決定2、分集天線數目由什么確定？3、層映射4發(fā)射天線時有補nul

30、l符號的操作，在預編碼時將補得null刪去；那么在信號檢測完后得到的數據是否也應該在相應的情況下補null符號，然后在經逆層映射后刪除？4.15 HARQ混合自動重傳HARQ（Hybrid Automatic Repeat reQuest），混合式自動重送請求，確實是在ARQ系統中引入了前向糾錯碼FEC，該FEC能夠用來糾正傳輸過程中的數據差錯，即假如錯誤在FEC的糾錯范圍內，那么FEC就進行糾錯，假如超出了其糾錯范圍，那么就要請求重傳。因此該方案既增加了系統的可靠性又提高了系統的傳輸效率。在3G LTE系統中，下行鏈路將采納停等式(SAW)重傳協議，并采納基于遞增冗余重傳(IR)機制的HAR

31、Q重傳策略；由于Chase合并(CC)能夠視為IR的一種專門的情況，因此系統也支持CC機制。同時，在3G LTE系統中，差不多確定在下行鏈路系統中將采納異步自適應的HARQ技術。在上行鏈路中，采納的重傳協議和混合重傳請求機制與下行鏈路相同，差不多上采納了停等式(SAW)重傳協議和遞增冗余重傳(IR)機制的HARQ重傳策略。但在上行鏈路中，將采納同步非自適應的HARQ技術。由于上下行鏈路的區(qū)不，本報告將分不介紹上下行鏈路的自動重傳方案及詳細步驟。4.15.1下行鏈路HARQ過程 下行自動重傳方案在3G LTE系統中采納了停等式(SAW)重傳協議。所謂停等式（SAW）重傳協議，確實是發(fā)送端每發(fā)送一

32、個數據分組包就臨時停下來，等待接收端的確認信息。當數據包到達接收端時，對其進行檢錯，若接收正確，返回確認(ACK)信號，錯誤則返回不確認(NACK)信號。當發(fā)端收到ACK信號，就發(fā)送新的數據，否則重新發(fā)送上次傳輸的數據包。而在等待確認信息期間，信道是空閑的，不發(fā)送任何數據。這種方法由于收發(fā)雙方在同一時刻內僅對同一個數據包進行操作，因此實現起來比較簡單，相應的信令開銷小，收端的緩存容量要求低。然而由于在等待確認信號的過程中不發(fā)送數據，導致太多資源被白費，尤其是當信道傳輸時延專門大時。因此，停等式造成通信信道的利用率不高，系統的吞吐量較低。圖1所示是停等式ARQ的一個簡單示例。這種機制不僅簡單可靠

33、，系統信令開銷小，同時降低了關于接收機的緩存空間的要求。然而，該協議的信道利用效率較低。為了幸免這種不利，3G LTE系統采納了N 通道的停等式協議，即發(fā)送端在信道上并行地運行N 套不同的SAW協議，利用不同信道間的間隙來交錯地傳遞數據和信令，從而提高了信道利用率。3G LTE系統中同時采納基于遞增冗余重傳(IR)機制的HARQ重傳策略；由于Chase合并(CC)能夠視為IR的一種專門的情況，因此系統也支持CC機制。遞增冗余（Incremental Redundancy,IR）方法是以重傳逐漸增加的校驗比特響應收端譯碼失敗的重傳請求。依照重傳數據中冗余的多少，IR方法又可分為部分IR和全IR。

34、LTE系統中采納全IR的遞增冗余方案。部分IR方法的重傳數據由信息比特和新增的冗余構成，收端將其與先前的接收數據合并成低碼率碼字，從而提高系統的糾錯能力。該方法中RCPT碼結構設計及重傳過程的實現如下圖，收端可對接收到的重復信息數據按對應SNR加權合并，以獲得信息數據的分集增益。R=k/(3n-2k)R=k/(3n-2k)P1P2P3P1P2P3P1P3P2P1P1P2R=k/nR=k/(2n-k)低碼率母碼R=k/(3n-2k)第一次傳輸第一次重傳第二次重傳發(fā)射機（編碼）接收機（譯碼）部分IR方法全IR方法的重傳數據則完全由遞增冗余構成，因而每次接收到的數據結合后可構成更低碼率的碼字，更大幅

35、度地提高系統的性能。該方法中RCPT碼結構設計及重傳過程的實現如下圖：P1P1P2P3P2P3P1P1P1P2P3P2低碼率母碼R=k/3nR=k/nR=k/2nR=k/3n接收機(譯碼)接收機（編碼）第一次傳輸第一次重傳第二次重傳全IR方法另外，在3G LTE系統中，差不多確定在下行鏈路系統中將采納異步自適應的HARQ技術。所謂的異步HARQ技術，確實是指一個HARQ進程的傳輸能夠發(fā)生在任何時刻，接收端預先不明白傳輸的發(fā)生時刻，因此HARQ進程的處理序號需要連同數據一起發(fā)送。而自適應傳輸是指在每一次重傳過程中，發(fā)送端能夠依照實際的信道狀態(tài)信息改變部分的傳輸參數，因此，在每次傳輸的過程中包含傳

36、輸參數的操縱信令信息要一并發(fā)送?？筛淖兊膫鬏攨蛋ㄕ{制方式、資源單元的分配和傳輸的持續(xù)時刻等。在3G LTE系統中，差不多確定在下行鏈路系統中將采納異步自適應的HARQ技術。因為相關于同步非自適應HARQ技術而言，異步HARQ更能充分利用信道的狀態(tài)信息，從而提高系統的吞吐量，另一方面異步HARQ能夠幸免重傳時資源分配發(fā)生沖突從而造成性能損失。例如：在同步HARQ中，假如優(yōu)先級較高的進程需要被調度，然而該時刻的資源已被分配給某一個HARQ進程，那么資源分配就會發(fā)生沖突；而異步HARQ的重傳不是發(fā)生在固定時刻，能夠有效地幸免那個問題。在上述關于異步HARQ的優(yōu)點的基礎上，同時考慮到信令開銷過大的

37、問題。HARQ的設計Round Trip Time LTE FDD 系統中，HARQ的RTT（Round Trip Time）固定為8ms，且ACK/NACK位置固定，UE發(fā)送數據后，通過3ms的處理時刻，系統發(fā)送ACK/NACK，UE再通過3ms的處理時刻確認，此后，一個完整的HARQ處理過程結束，整個過程耗費8ms。如下圖所示。FDD RTT固定為8 msFDD RTT在LTE TDD系統中，例如見下圖在Configuration 1中，UE發(fā)送數據，3ms處理時刻后，系統本來應該發(fā)送ACK/NACK，然而通過3ms處理時刻的時隙為上行，必須等到下行才能發(fā)送ACK/NACK。系統發(fā)送ACK

38、/NACK后，UE再通過3ms處理時刻確認，整個HARQ處理過程耗費11ms。類似的道理，UE假如在第2個時隙發(fā)送數據，同樣，系統必須等到DL時隙時才能發(fā)送ACK/NACK，現在，HARQ的一個處理過程耗費10ms?？梢?，LTE TDD系統處理時刻長度不固定，發(fā)送ACK/NACK的時隙也不固定。TDD RTT 為k + 4 ms，（k為下行信息到對應的HARQ反饋之間的TTI間隔，見Table10.1-1）HARQ進程在一個RTT間隔中，能同時發(fā)送多個子幀的數據，每一子幀數據對應一個HARQ進程：FDD，進程數最大為8TDD進程數見下表Table 7-1：Table 7-1: Maximum

39、number of DL HARQ processes for TDDTDD UL/DL configurationMaximum number of HARQ processes04172103941251566廣播信道的HARQ進程數由高層單獨規(guī)定 下行HARQ UE端詳細步驟下行鏈路，UE端將同意eNodeB端的數據，并進行HARQ的處理，其過程的大概流程見下圖PUSCHPUSCH對每個子幀進行校驗， 產生相應ACK/NACK編 碼等是是否漏檢是UE不反饋ACK/NACK (bundling)否產生1 or 2 bits的ACK/NACK，分不在format 1a or 1b上傳送ACK

40、/NACK Bundling or multiplexing每個碼字被置為NACK否ACK/NACK Bundling or multiplexingACK/NACK repetition and timing沒有檢測到UE不反饋ACK/NACKPUCCHBundling產生1 or 2 bits的ACK/NACKmultiplexing產生1 - 4 bits的ACK/NACK:1 or 2 bits ACK/NACKM=1M1大于2 bits ACK/NACK O41 or 2 bits ACK/NACK 圖 1在下行鏈路中，HARQ系統將通過兩種情況推斷信息出錯：通過對PDCCH的DCI

41、中的DAI進行檢測，來推斷子幀丟失的情況。通過檢錯、糾錯推斷數據出錯。由以上2種情況決定最終的每個子幀的ACK/NACK. PUSCH信道傳輸ACK/NACKACK/NACK和數據復用在一塊傳輸子幀丟失（漏檢）情況分析關于TDD,UE首先檢測DL子幀（k的取值見Table 10.1-1） 中的PDSCH和SPS 釋放的PDCCH的數目，并檢測PDCCH DCI中的（在format 0中，代表含有PDSCH和SPS釋放的PDCCH的所有子幀數目）、（format 1/1A/1B/1D/2/2A中，代表一幀一幀累計的有PDCCH對應的PDSCH信息和SPS釋放的PDCCH信息的子幀數）。具體推斷方

42、法如下（UL-DL configuration 1-6）：當UE在UL子幀n中傳輸PUSCH且PUSCH是由檢測到的PDCCH 的DCI format 0設置（be adjusted），則當，UE推斷至少有一個下行分配被丟失并對每個碼字產生NACK，并令.假如沒有下行分配丟失，。當and ，UE不反饋A/N當UE在UL子幀n中傳輸PUSCH且PUSCH不是由檢測到的PDCCH 的DCI format 0設置， and 時，UE推斷至少有一個下行分配被丟失并對每個碼字產生NACK。為被分配的子幀數目。當，UE不反饋A/N關于configuration 0，當UE在DL子幀中檢測到PDSCH時，則

43、=1。Table 10.1-1: Downlink association set index : for TDDUL-DLConfigurationSubframe n01234567890-6-4-6-41-7, 64-7, 64-2-8, 7, 4, 6-8, 7, 4, 6-3-7, 6, 116, 55, 4-4-12, 8, 7, 116, 5, 4, 7-5-13, 12, 9, 8, 7, 5, 4, 11, 6-6-775-77-ACK/NACK的捆綁和復用（默認的是捆綁方式，若使用復用方式將在額外的信令中給出指示）是由什么信令給出？在LTE TDD中，由于幀結構中上下行比例

44、不是1：1，在協議中規(guī)定采納兩種ACK/NACK反饋模式：一是ACK/NACK捆綁；二是ACK/NACK復用。ACK/NACK捆綁確實是將多個子幀的ACK/NACK信息在一個子幀中傳輸，當有一個子幀出錯，則重傳捆綁的所有幀。假如子幀包含一個碼字，那么將多個子幀的ACK/NACK進行邏輯與運算，那樣產生一位的ACK/NACK，在一個上行子幀中傳輸；假如一個子幀包含兩個碼字，那么將碼字0和碼字1對應的ACK/NACK分不進行邏輯與運算，產生兩位的ACK/NACK在一個上行子幀中傳輸。Bundling 最終產生1 or 2 bits (視碼字數決定)的ACK/NACK ，注：當UE被設置為trans

45、mission mode 3or4，在1個碼字的情況下，UE依舊產生2位A/N，但碼字1被設置為NACK.ACK/NACK復用也是將多個子幀的ACK/NACK信息在一個子幀中傳輸，與綁定區(qū)不是：能夠隱性的表示具體是哪個幀出錯。假如關于一個子幀包含兩個碼字的情況，要先對每個子幀的兩個碼字進行邏輯與運算，如此，每個子幀將只對應于一位ACK/NACK信息。在LTE協議中，規(guī)定最多四個子幀復用在一起。在PUSCH中Multiplexing 最終產生1 4 bits（視碼字數和復用子幀數決定）的ACK/NACK：當復用子幀數M=1時，只產生1 or 2 bits（視碼字數決定）ACK/NACK產生bit

46、s的ACK/NACK , 2。具體如下：假如PUSCH由PDCCH DCI format 0配置，則 ，= ，其中DAI(k) 是在DL子幀中DCI format 1A/1B/1D/1/2/2A 的DAI值。當，則對檢測到的沒有PDCCH對應的PDSCH的A/N作為序列的最后一位。當沒有檢測到PDSCH也沒有檢測到SPS釋放的PDSCH則置相應位為NACK。當 and ，UE不反饋A/N。假如PUSCH不是由PDCCH DCI format 0配置，則M, 是相對應的DL子幀的A/NPUCCH信道傳輸ACK/NACK按照不同情況ACK/NACK將會單獨傳輸或和其他操縱信息復用在一起傳輸，如下表

47、：PUCCH formatModulation scheme一個子幀的Bit長度發(fā)送內容Format1N/AN/ASR informationFormat1aBPSK1 bitACK/NACKFormat1bQPSK2 bitsACK/NACKFormat2QPSK20 bitsCQIFormat2aQPSK+BPSK20 bits + 1 bitCQI + ACK/NACKForamt2bQPSK+QPSK20 bits + 2 bitsCQI + ACK/NACKPUCCH的子幀丟失（漏檢）方式和PUSCH是不一樣的。子幀丟失（漏檢）情況分析關于TDD,UE首先檢測DL子幀（k的取值按bu

48、ndling or multiplexing的子幀數目而定） 中的PDSCH或者是SPS 釋放的PDCCH的數目，并檢測PDCCH DCI中的（在format 0中，代表含有PDSCH信息和SPS釋放的PDCCH信息的所有子幀數目）、（format 1/1A/1B/1D/2/2A中，代表一幀一幀累計的有PDCCH對應的PDSCH信息和SPS釋放的PDCCH信息的子幀數）。具體推斷方法如下（UL-DL configuration 1-6）： and ，則UE推斷至少有一個下行分配被丟失，當處于捆綁模式時，UE將不反饋ACK/NACKACK/NACK的捆綁和復用在LTE TDD中，由于幀結構中上下

49、行比例不是1：1，在協議中規(guī)定采納兩種ACK/NACK反饋模式：一是ACK/NACK捆綁；二是ACK/NACK復用。ACK/NACK捆綁和PUSCH信道中的處理一樣，最終產生1 or 2 bits (視碼字數決定)的ACK/NACK。詳見PUSCHACK/NACK復用與PUSCH一樣，也是將多個子幀的ACK/NACK信息在一個子幀中傳輸，與綁定區(qū)不是：能夠隱性的表示具體是哪個幀出錯。假如關于一個子幀包含兩個碼字的情況，要先對每個子幀的兩個碼字進行邏輯與運算，如此，每個子幀將只對應于一位ACK/NACK信息。在LTE協議中，規(guī)定最多四個子幀復用在一起。區(qū)不在于PUCCH中復用最后只產生1 or

50、2bits(視碼字數和復用子幀數決定) ACK/NACK:當復用子幀數M=1時，只產生1 or 2 bits（視碼字數決定）ACK/NACK當復用子幀數M1時，在PUCCH中，UE將產生形式的HARQ-ACK并在PUCCH format 1b上傳輸，其中由表10.1-2 3 4產生，當=N/A，則不反饋ACK/NACK。（復用時的M值如何給出？復用的子幀具體位置如何確定？）Table 10.1-2: Transmission of ACK/NACK multiplexing for M = 2HARQ-ACK(0), HARQ-ACK(1)ACK, ACK1, 1ACK, NACK/DTX0,

51、 1NACK/DTX, ACK0, 0NACK/DTX, NACK1, 0NACK, DTX1, 0DTX, DTXN/AN/ATable 10.1-3: Transmission of ACK/NACK multiplexing for M = 3HARQ-ACK(0), HARQ-ACK(1), HARQ-ACK(2)ACK, ACK, ACK1, 1ACK, ACK, NACK/DTX1, 1ACK, NACK/DTX, ACK1, 1ACK, NACK/DTX, NACK/DTX0, 1NACK/DTX, ACK, ACK1, 0NACK/DTX, ACK, NACK/DTX0, 0N

52、ACK/DTX, NACK/DTX, ACK0, 0DTX, DTX, NACK0, 1DTX, NACK, NACK/DTX1, 0NACK, NACK/DTX, NACK/DTX1, 0DTX, DTX, DTXN/AN/ATable 10.1-4: Transmission of ACK/NACK multiplexing for M = 4HARQ-ACK(0), HARQ-ACK(1), HARQ-ACK(2), HARQ-ACK(3)ACK, ACK, ACK, ACK1, 1ACK, ACK, ACK, NACK/DTX1, 0NACK/DTX,NACK/DTX,NACK,DTX

53、1, 1ACK, ACK, NACK/DTX, ACK1, 0NACK, DTX, DTX, DTX1, 0ACK, ACK, NACK/DTX, NACK/DTX1, 0ACK, NACK/DTX, ACK, ACK0, 1NACK/DTX, NACK/DTX, NACK/DTX, NACK1, 1ACK, NACK/DTX, ACK, NACK/DTX0, 1ACK, NACK/DTX, NACK/DTX, ACK0, 1ACK, NACK/DTX, NACK/DTX, NACK/DTX1, 1NACK/DTX, ACK, ACK, ACK0, 1NACK/DTX, NACK, DTX,

54、DTX0, 0NACK/DTX, ACK, ACK, NACK/DTX1, 0NACK/DTX, ACK, NACK/DTX, ACK1, 0NACK/DTX, ACK, NACK/DTX, NACK/DTX0, 1NACK/DTX, NACK/DTX, ACK, ACK0, 1NACK/DTX, NACK/DTX, ACK, NACK/DTX0, 0NACK/DTX, NACK/DTX, NACK/DTX, ACK0, 0DTX, DTX, DTX, DTXN/AN/AACK/NACK和SR關于FDD和TDD,當A/N和SR在同一個子幀中傳輸時,關于否定的調度,UE在其分配的ACK/NACK

55、 PUCCH資源上傳輸A/N,關于確信的調度,UE在其分配的SR PUCCH資源上傳輸A/N.其中關于確信SR，TDD有所不同，UE將以的形式在分配的SR PUCCH資源上用format1b格式傳輸A/N。的值由表7.3-1產生Table 7.3-1: Mapping between multiple ACK/NACK responses and Number of ACK among multiple () ACK/NACK responses0 or None (UE detect at least one DL assignment is missed)0, 011, 121, 030,

56、 141, 151, 060, 171, 181, 090, 1ACK/NACK 的重傳關于TDD，ACK/NACK重傳只應用于bundling，不應用于multiplexing。ACK/NACK的重傳（重傳的是ACK/NACK）是為了讓發(fā)射端更精確的得到同意端的HARQ反饋。是否激活ACK/NACK的重傳由高層通過參數ackNackRepetition決定。當ACK/NACK重傳有效時，其傳輸次數為（包括首次傳送）。當UE檢測到PDSCH沒有相應的PDCCH，則在PUCCH的資源上傳送次對應的ACK/NACK；當UE檢測到PDSCH有相應的PDCCH或有SPS釋放的PDCCH，則在首次傳送相

57、應的ACK/NACK時使用分配好的PDCCH CCE資源，在重傳-1次ACK/NACK時一直使用PUCCH 資源 .ACK/NACK timing關于FDD，當ACK/NACK的重傳（repetition）有效時，UE會檢測在子幀中，是否有對應子幀 , , 的ACK/NACK，假如沒有，UE會在subframes , , , 的PUCCH上僅僅傳送子幀n-4的反饋信息ACK/NACK（不傳輸其他任何信息），同時可不能對subframes , , 中對應的ACK/NACK響應進行重傳。關于TDD，與FDD類似，當UE沒有在UL子幀中重傳對應子幀往常的DL子幀的ACK/NACK,則UE會在UL子幀

58、和接下來的個UL子幀中僅僅傳送DL子幀的ACK/NACK（不包括其他任何信息），同時可不能對UL子幀 中對應的ACK/NACK進行重傳，。4.15.2 上行鏈路HARQ過程 上行自動重傳方案在上行鏈路中，采納的重傳協議和混合重傳請求機制與下行鏈路相同，差不多上采納了停等式(SAW)重傳協議和遞增冗余重傳(IR)機制的HARQ重傳策略。但在上行鏈路中，將采納同步非自適應的HARQ技術。同步HARQ是指一個HARQ進程的傳輸(重傳)是發(fā)生在固定的時刻，由于接收端預先已知傳輸的發(fā)生時刻，因此不需要額外的信令開銷來標示HARQ進程的序號，現在的HARQ進程的序號能夠從子幀號獲得。在非自適應系統中，調制

59、方式、資源單元的分配和傳輸的持續(xù)時刻等傳輸參數相關于接收端而言差不多上預先已知的，因此，包含傳輸參數的操縱信令信息在非自適應系統中是不需要被傳輸的。3G LTE系統將在上行鏈路采納同步非自適應HARQ技術。盡管異步自適應HARQ技術相比較同步非自適應技術而言，在調度方面的靈活性更高，然而后者所需的信令開銷更少。由于上行鏈路的復雜性，來自其他小區(qū)用戶的干擾是不確定的，因此基站無法精確估測出各個用戶實際的信干比(SINR)值。在自適應調制編碼系統中，一方面自適應調制編碼(AMC)依照信道的質量情況，選擇合適的調制和編碼方式，能夠提供粗略的數據速率的選擇；另一方面HARQ基于信道條件提供精確的編碼速

60、率調節(jié)，由于SINR值的不準確性導致上行鏈路關于調制編碼模式(MCS)的選擇不夠精確，因此更多地依靠HARQ技術來保證系統的性能。因此，上行鏈路的平均傳輸次數會高于下行鏈路。因此，考慮到操縱信令的開銷問題，在上行鏈路確定使用同步非自適應HARQ技術。HARQ的設計Round Trip Time 詳見下行鏈路的HARQ RTT設計。HARQ進程FDD，非bundling 為8進程；bundling 為4進程TDD見下表Table 8-1：Table 8-1: Number of synchronous UL HARQ processes for TDDTDD UL/DL configuratio