LTE物理層協(xié)議書

1、 HYPERLINK / 4.13 信道可能4.13.1 信道可能簡介1.有哪些信道可能方法 (1) 盲可能與半盲可能 (2) 基于導(dǎo)頻的信道可能 （3）基于訓(xùn)練序列的信道可能2. 信道可能的作用(1)抵抗衰落，用可能結(jié)果來抵消各個子信道衰落的阻礙，從而在接收端獲得正確的解調(diào)。(2)在OFDM無線通信系統(tǒng)中一般采納多進(jìn)制調(diào)制方式，如MQAM調(diào)制方式，這就需要在接收端進(jìn)行相干解調(diào)。由于無線信道的傳輸特性是隨時刻變化的，因此相干解調(diào)就要用到信道的瞬時狀態(tài)信息，因此在系統(tǒng)接收端需要進(jìn)行信道可能，以獲得無線信道的瞬時傳輸特性(3)信道可能還能夠用來糾正頻率偏移造成的信號正交性的破壞(4)關(guān)于結(jié)合MIM

2、O技術(shù)的OFDM系統(tǒng)來講，空時檢測或空時解碼一般要求己知信道狀態(tài)信息，因此這時的信道可能及可能的準(zhǔn)確性就尤為重要(5)關(guān)于閉環(huán)系統(tǒng)，如OFDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)、MIMO一OFDM自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)、結(jié)合信道信息采納改進(jìn)空時編碼發(fā)射機(jī)的MIMO系統(tǒng)等，發(fā)射機(jī)端同樣要求得到信道狀態(tài)信息3.各種方法的差不多原理及準(zhǔn)則 原理（1）盲可能：不需要發(fā)送輥發(fā)送專門的訓(xùn)練序列，然而接收須接收到足夠多的數(shù)據(jù)符號，以得到可靠的信道可能，但有 專門大的處理延時。（2）基于導(dǎo)頻：發(fā)送端適當(dāng)位置插入導(dǎo)頻，接收端利用導(dǎo)頻恢復(fù)出導(dǎo)頻位置的信道信息，然后利用某種處理手段(如內(nèi)插、濾波、 變換等)獲得所有時段的信道信息。準(zhǔn)則 (1)

3、 最小平方誤差準(zhǔn)則(Least Square error law，LS)(2)最小均方誤差( Minimum Mean Square Error law，MMSE)（3）最大似然準(zhǔn)則 要緊用于盲可能4.依據(jù)各種方法使用條件及優(yōu)缺點(diǎn)來確定選用何種可能方法盲可能：優(yōu)點(diǎn) 盲可能能夠大大提高系統(tǒng)的傳輸碼率。 缺點(diǎn)：專門大的處理延時基于訓(xùn)練序列和導(dǎo)頻的信道可能 比較成熟 通過考慮我們選定基于導(dǎo)頻和基于訓(xùn)練序列的信道可能算法OFDM系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型 信道可能確實(shí)是通過已知導(dǎo)頻的X和接收信號Y依照某種準(zhǔn)則先求導(dǎo)頻處信道的頻率響應(yīng)H。常見的導(dǎo)頻類型梳狀導(dǎo)頻 這類導(dǎo)頻用于信道變化較快的情況，即信道的相鄰頻響之間變

4、化專門大。導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)如下圖所示，圖中導(dǎo)頻位置沿頻率方向等間隔分布，而在有導(dǎo)頻分布的子信道中沿時刻方向所有位置上全部插入導(dǎo)頻。塊狀導(dǎo)頻 矩形狀導(dǎo)頻 這類導(dǎo)頻用于信道變化不太快也不太慢的情況。導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)如下圖所示，圖中導(dǎo)頻符號延時刻，頻率方向差不多上等間隔分布的，基于導(dǎo)頻的信道可能圖4-1半盲可能算法：以兩收兩發(fā)MIMO系統(tǒng)為例，關(guān)于第i根天線上第n個OFDM塊中第k個子載波上的信號，其頻率響應(yīng)可表示為： 備注：此算法不是最簡的 有待改進(jìn)。半盲可能的改進(jìn)算法：基于導(dǎo)頻的信道可能算法（基于導(dǎo)頻的二維信道可能） 改進(jìn) 基于導(dǎo)頻的低秩二維信道可能算法由導(dǎo)頻出的頻響可能整個信道的頻響的方法有好幾種，綜合考慮，

5、選定了DFT插值法 DFT插值法（還有其他插值法，綜合比較后確定dft插值法）7.信道可能在上行及下性鏈路中的定位4.13.2 基于各類型參考信號的信道可能算法 下行參考信號的信道可能小區(qū)專用參考信號（常規(guī)CP）小區(qū)專用參考信號（擴(kuò)展CP）算法設(shè)計（一維信道可能算法）先進(jìn)性頻域可能再進(jìn)行時域可能講明：本項(xiàng)目的信道可能算法都統(tǒng)一用一維信道可能算法，先對頻域進(jìn)行可能，再對時域進(jìn)行可能。下面以下行常規(guī)CP小區(qū)專用參考信號端口的可能分不進(jìn)行設(shè)計，設(shè)計思想差不多相同，算法以天線端口0為例X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設(shè)X0p=X（0，0） X（0，6） X（0，12）X（0，6k），其中k=0

6、，1，2Y0p=Y（0，0） Y（0，6） Y（0，12）Y（0，6k），其中k=0，1，2其中X0p為L=0時插入的導(dǎo)頻符號，Y0p為L=0時收到的導(dǎo)頻處的值。依照X0p，Y0p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X0p，Y0p分不寫作X0p=X1，X2，X3，XNp-1，Y0p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準(zhǔn)則要用到LS的結(jié)果，因此先將LS準(zhǔn)則的結(jié)果如下:即：= * Y0p】【LMMSE準(zhǔn)則要以MMSE準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，MMSE準(zhǔn)則如下：】基于LMMSE準(zhǔn)則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，假定OFDM系

7、統(tǒng)是在時變多徑衰落信道中工作，系統(tǒng)的抽樣間隔為Ts，循環(huán)前綴為L,信道可用下式表示：接下來用DFT插值算法求得L=0處所有符號出的頻率響應(yīng)。DFT插值算法如下：到此為止天線端口0的L=0處各個符號的信道響應(yīng)差不多求出，L=1,2,3時的OFDM符號沒有導(dǎo)頻插入，L=4處OFDM符號有導(dǎo)頻插入，當(dāng)L=4時， 設(shè)X4p=X（4，3） X（4，9） X（4，15）X（0，3+6k），其中k=0，1，2Y4p=Y（4，3） Y（4，9） Y（4，15）Y（0，3+6k），其中k=0，1，2其中X4p為L=4時插入的導(dǎo)頻符號，Y4p為L=4時接收端收到的導(dǎo)頻處的值。依照X4p，Y4p再用LMMSE準(zhǔn)則可

8、能出的值，將X4p，Y4p分不寫作X4p=X1，X2，X3，XNp-1，Y4p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的值，L=4處的信道頻率響應(yīng)也用同樣的方法求得， ，的對應(yīng)載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（1，k）+ a*(（4，k）-（0，k ）)a=（x-0）/4 ， L=1,2,3；的算法與的求法完全相同，的值由和線性插值求得，計算公式如下：（L，k）=（4，k）+ a*(（7，k）-（4，k ）) a=（x-4）/3， L=5，6；的求法同完全相同。，,的值由和線性插值求得，公式如下：（L，k）=（7，k）+ a*(（11，k）-

9、（7，k ）)a=（L-7）/4， L=8,9,10 ； ，的值用即：Z（12，k） =Y（12，k）/（11，k）（12，k）=Slice（Z（12，k）（12，k）= Y（12，k）/（12，k）的算法同其它天線端口信道可能思想同天線端口0相同，那個地點(diǎn)不再重復(fù)。當(dāng)UE端天線1，2分不接收到uNb端四個天線端口L=0時刻發(fā)來的數(shù)據(jù)則信道可能矩陣為H0=下行傳輸MBSFN參考信號信道可能算法（同小區(qū)專用參考信號） X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設(shè)X2p=X（2，0） X（2，2） X（2，4）X（2，2k），其中k=0，1，2Y2p=Y（2，0） Y（2，2） Y（2，4）Y（2，

10、2k），其中k=0，1，2其中X2p為L=2時插入的導(dǎo)頻符號，Y2p為L=2時收到的導(dǎo)頻處的值。依照X2p，Y2p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X2p，Y2p分不寫作X2p=X1，X2，X3，XNp-1，Y2p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準(zhǔn)則要用到LS的結(jié)果，因此先將LS準(zhǔn)則的結(jié)果如下:即：= * Y2p】【LMMSE準(zhǔn)則要以MMSE準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，MMSE準(zhǔn)則如下：】基于LMMSE準(zhǔn)則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，假定OFDM系統(tǒng)是在時變多徑衰落信道中工作，系統(tǒng)的抽樣間隔為Ts，循環(huán)前綴為L,

11、信道可用下式表示：接下來用DFT插值算法求得L=2處所有符號出的頻率響應(yīng)。DFT插值算法如下：到此為止天線端口4的L=2處各個符號的信道響應(yīng)差不多求出，L=0，1處的信道可能用L=2處的可能值近似代替， L=3，4，5處OFDM符號有導(dǎo)頻插入，當(dāng)L=6時，設(shè)X6p=X（6，1） X（6，3） X（6，5）X（6，1+2k），其中k=0，1，2Y6p=Y（6，1） Y（6，3） Y（6，5）Y（6，1+2k），其中k=0，1，2其中X6p為L=6時插入的導(dǎo)頻符號，Y6p為L=6時接收端收到的導(dǎo)頻處的值。依照X6p，Y6p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X6p，Y6p分不寫作X6p=X1，X2，X

12、3，XNp-1，Y6p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的值，L=6處的信道頻率響應(yīng)也用同樣的方法求得， ，的對應(yīng)載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（2，k）+ a*(（2，k）-（6，k ）)a=（x-2）/4 ， L=3，4，5；的算法與的求法完全相同，H9的值由和線性插值求得，計算公式如下：（L，k）=（6，k）+ a*(（10，k）-（6，k ）) a=（x-6）/4， L=7，8，9；的值用即：Z（11，k） =Y（11，k）/（10，k）（11，k）=Slice（Z（11，k）（11，k）= Y（11，k）/（11，k）2分不

13、接收到uNb端四個天線端口L=0時刻發(fā)來的數(shù)據(jù)則信道可能矩陣為H0=X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設(shè)X1p=X（1，0） X（1，4） X（1，8）X（1，4k），其中k=0，1，2Y1p=Y（1，0） Y（1，4） Y（1，8）Y（1，4k），其中k=0，1，2其中X1p為L=1時插入的導(dǎo)頻符號，Y1p為L=1時收到的導(dǎo)頻處的值。依照X1p，Y1p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X1p，Y1p分不寫作X1p=X1，X2，X3，XNp-1，Y1p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準(zhǔn)則要用到LS的結(jié)果，因此先將LS準(zhǔn)則的結(jié)果如下:即：=

14、 * Y1p】【LMMSE準(zhǔn)則要以MMSE準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，MMSE準(zhǔn)則如下：】基于LMMSE準(zhǔn)則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，假定OFDM系統(tǒng)是在時變多徑衰落信道中工作，系統(tǒng)的抽樣間隔為Ts，循環(huán)前綴為L,信道可用下式表示：接下來用DFT插值算法求得L=1處所有符號出的頻率響應(yīng)。DFT插值算法如下：到此為止天線端口4的L=1處各個符號的信道響應(yīng)差不多求出，L=0處的信道可能用L=1處的可能值近似代替， L=2處OFDM符號有導(dǎo)頻插入，當(dāng)L=3時，設(shè)X3p=X（3，2） X（3，）6 X（3，10）X（3，2+4k），其中k=0，1，2Y3p=Y（3，2

15、） Y（3，6） Y（3，10）Y（3，2+4k），其中k=0，1，2其中X3p為L=3時插入的導(dǎo)頻符號，Y3p為L=3時接收端收到的導(dǎo)頻處的值。依照X3p，Y3p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X3p，Y3p分不寫作X3p=X1，X2，X3，XNp-1，Y3p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的值，的對應(yīng)載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（1，k）+ a*(（1，k）-（3，k ）)a=（x-2）/2 ， L=2；的算法與的求法完全相同，的值由和線性插值求得，計算公式如下：（L，k）=（3，k）+ a*(（5，k）-（3，k ）) a=

16、（x-3）/2， L=4；2分不接收到uNb端四個天線端口L=0時刻發(fā)來的數(shù)據(jù)則信道可能矩陣為H0=終端專用參考信號信號可能算法（同上） 上行參考信號的信道可能PUSCH與PUCCH解調(diào)用參考信號信道可能算法PUSCH導(dǎo)頻插入方式圖 如圖1，2所示：常規(guī)CP時，第L=3，即在每一個時隙的正中間的那個SC-FDM符號；擴(kuò)展CP時，第L=2，即每個時隙的第三個SC-FDMA符號塊上。圖1 PUSCH常規(guī)CP時 解調(diào)參考信號時頻位置L=3算法X（L，k）表示第L個時隙的第k個子載波設(shè)X3p=X（3，0） X（3，1） X（3，2）X（3，n），其中k=0，1，2Y3p=Y（3，0） Y（3，1） Y

17、（3，2）Y（3，n），其中k=0，1，2其中X3p為L=3時插入的導(dǎo)頻符號，Y3p為L=3時收到的導(dǎo)頻處的值。依照X3p，Y3p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X3p，Y3p分不寫作X3p=X1，X2，X3，XNp-1，Y3p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的具體步驟如下：【由于LMMSE準(zhǔn)則要用到LS的結(jié)果，因此先將LS準(zhǔn)則的結(jié)果如下:即：= * Y2p】【LMMSE準(zhǔn)則要以MMSE準(zhǔn)則為基礎(chǔ)，MMSE準(zhǔn)則如下：】基于LMMSE準(zhǔn)則的信道可能因此= 其中Q=由上式可見只要明白RHH就能得到導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，假定OFDM系統(tǒng)是在時變多徑衰落信道中工作，系統(tǒng)的抽樣間隔為Ts

18、，循環(huán)前綴為L,信道可用下式表示：到此為止天線端口在L=3處各個符號的信道響應(yīng)差不多求出，L=0，1，2處的信道可能用L=3處的可能值近似代替， L=4，5，6，7，8，9處OFDM符號有導(dǎo)頻插入，當(dāng)L=10時，設(shè)X10p=X（10，0） X（10，1） X（10，2）X（10，n），其中k=0，1，2Y10p=Y（10，0） Y（10，1） Y（10，2）Y（10，n），其中k=0，1，2其中X10p為L=10時插入的導(dǎo)頻符號，Y10p為L=10時接收端收到的導(dǎo)頻處的值。依照X10p，Y10p再用LMMSE準(zhǔn)則可能出的值，將X10p，Y10p分不寫作X10p=X1，X2，X3，XNp-1，Y

19、10p=Y1，Y2，Y3，YNp-1，用LMMSE準(zhǔn)則可能的值，L=10處的信道頻率響應(yīng)也用同樣的方法求得， ，H7，H8，H9的對應(yīng)載波處的值由，的值依照一階線性插值得到。一階線性插值公式為：（L，k）=（3，k）+ a*(（10，k）-（3，k ）)a=（x-3）/7 ， L=4，5，6，7，8，9；H12，H13，的值用即：Z（11，k） =Y（11，k）/（10，k）（11，k）=Slice（Z（11，k）（11，k）= Y（11，k）/（11，k）H12，H13可能算法類似 圖2 PUSCH擴(kuò)展CP時 解調(diào)參考信號時頻位置L=2（算法同上）PUCCH參考信號插入方式圖3 PUCCH

20、格式1 1a 1b，常規(guī)CP時解調(diào)參考信號時頻位置算法L=2，3，4處的信道頻率響應(yīng)算法同PUSCH插入導(dǎo)頻處的信道頻率響應(yīng)算法，L=0，1處的頻響用L=2處的代替，（向量）分不表示L=2，3，4處各個子載波上的頻率響應(yīng)，e，e2 ，分不為e=-，e2 =-，e=（e1 + e2）/2，L=5處的頻響為+e，L=6，7，8處的頻響用以下方法求得圖4 PUCCH 格式1 1a 1b，擴(kuò)展CP時解調(diào)參考信號時頻位置（算法同常規(guī)CP）圖5 PUCCH 格式2 2a 2b，常規(guī)CP時解調(diào)參考信號時頻位置（算法同PUSCH） 圖6 PUCCH 格式2 ，擴(kuò)展CP時解調(diào)參考信號時頻位置（算法同PUSCH）

21、SRS信道可能算法SRS時域映射位置 圖7 SRS信號在常規(guī)CP時的時頻位置圖8 SRS信號在擴(kuò)展CP時的時頻位置SRS算法在有srs處的子幀進(jìn)行信道可能，只可能有導(dǎo)頻符號處的信道情況，導(dǎo)頻處信道可能算法基于LMMSE準(zhǔn)則，然后DFT插值法進(jìn)行數(shù)據(jù)處信道的恢復(fù)。（定義）具體操作過程 4.13.3 均衡4.14 信號檢測4.14.1 概述調(diào)制后的數(shù)據(jù)流經(jīng)串并轉(zhuǎn)換，預(yù)編碼等處理映射到各個天線上發(fā)射；在接收端接收，其中每條接收天線均接收到來自各條發(fā)射天線上的信息，通過信號檢測模塊將原始數(shù)據(jù)流檢測出，并同時實(shí)現(xiàn)MIMO系統(tǒng)的復(fù)用或分集增益；MIMO系統(tǒng)的空時處理技術(shù)包括：接收端的信號檢測與發(fā)射端的信令

22、方案。這兩者緊密結(jié)合在一起實(shí)現(xiàn)MIMO系統(tǒng)的空間復(fù)用增益和發(fā)射分集增益。發(fā)射端的信令方案：空間復(fù)用分層空時結(jié)構(gòu)BLAST空時編碼空時格編碼STTC 空時分組碼STBC 對應(yīng)接收端的檢測方案在接收端依照發(fā)射端的層映射、預(yù)編碼方案（分集或復(fù)用）選擇相對應(yīng)的檢測算法進(jìn)行檢測.1空間復(fù)用的檢測算法：最大似然、線性、分層（設(shè)MIMO信道模型）最大似然解碼ML： 理論上，最大似然檢測是最優(yōu)的檢測方法，它的原理是在發(fā)射信號（或信號向量空間）中查找其通過信道變換以后到接收信號距離最小的那個發(fā)射信號（或信號向量空間）。數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：其中，是S的可能值，為發(fā)射信號S存在的空間，表示在內(nèi)查找使得其值最小的S值，為

23、向量二范數(shù)運(yùn)算符。求解最大似然解的最差不多方法是遍歷求解，測試S的所有可能值，找出使得值最小的S即為其最大似然解。當(dāng)系統(tǒng)采納多天線數(shù)、高維度調(diào)制時，這種求解方式的運(yùn)算復(fù)雜度將專門高，且運(yùn)算復(fù)雜度隨著發(fā)射信號調(diào)制階數(shù)的增長成指數(shù)型增長，因此這種方法一般只應(yīng)用于理論分析中。線性檢測： 一、迫零準(zhǔn)則（ZF）迫零準(zhǔn)則定義的置零矩陣為信道矩陣H的偽逆，即：通過迫零矩陣后，接收信號為：二、最小均方誤差準(zhǔn)則（MMSE）ZF準(zhǔn)則盡管完全消除了信號間的干擾，檢測信號的噪聲卻被放大了，因此檢測性能不理想。為了提高檢測性能，引入了最小均方誤差準(zhǔn)則，在干擾置零時它考慮了噪聲的阻礙。設(shè)噪聲方差為，MMSE準(zhǔn)則確實(shí)是使S

24、與其可能值之間的均方誤差達(dá)到最小，即：推導(dǎo)得到：通過那個置零矩陣，信號為：分層檢測： 線性檢測沒有利用到多天線結(jié)構(gòu)的分集增益，為了得到分集增益能夠利用判決反饋（DF：decision feedback）的思想，能夠?qū)⒁雅袥Q的信號反饋回去，提高檢測的可靠性。判決反饋能夠用于同一符號或不同符號的檢測。干擾消除是將判決反饋?zhàn)饔糜诓煌栭g的檢測，將已檢測出的信號從待檢測信號消除，從而降低了待檢測信號中的干擾量，提高判決的可靠性，同時積存了分集增益。干擾消除的基礎(chǔ)是線性檢測。串行干擾消除是指信號檢測一個然后抵消一個，如此循環(huán)直到所有信號檢測出來。并行干擾消除確實(shí)是將檢測好的多個信號同時干擾消除掉，然后

25、再進(jìn)行檢測。(具體算法見4.1中的VBLST算法檢測).2 空時格碼-Viterbi算法譯碼 譯碼專門復(fù)雜，僅見于理論分析?？諘r分組碼-類似Alamouti方案的解碼方案 Alamouti方案（2發(fā)1收的發(fā)射分集方案）：圖是Alamouti提出的兩發(fā)一收空時編碼方案，圖(a)和圖(b)分不是發(fā)射端和接收端的框圖。信息比特首先通過星座圖映射，映射后的符號每兩個一組進(jìn)入空時編碼器，記為和兩發(fā)一收的空時編碼矩陣為：該矩陣中，每一列表示一根發(fā)射天線上的信號，第一個時刻和分不從兩根天線同時發(fā)射，第二時刻和分不從兩根天線同時發(fā)射。 令和分不表示兩個相繼時刻內(nèi)接收到的信號，且假設(shè)信道在兩個時刻內(nèi)保持不變，則

26、有：其中，表示均值為零，方差為的加性白高斯噪聲。、是通過合并接收信號和信道狀態(tài)信息構(gòu)造產(chǎn)生的兩個最大似然判決統(tǒng)計。統(tǒng)計結(jié)果能夠表示為 將、帶入上式： 關(guān)于給定信道實(shí)現(xiàn)和而言，統(tǒng)計結(jié)果 (i=1、2)僅僅是 (i=1、2)的函數(shù)，因此，能夠?qū)⒆畲笏迫蛔g碼準(zhǔn)則式分為關(guān)于和的2個獨(dú)立譯碼算法，估算出，4.14.2 信號檢測過程描述4.14.3 LTE中采取的信號處理技術(shù)LTE中依照MIMO信道的情況而在發(fā)射端層映射預(yù)編碼選擇發(fā)射分集和空間復(fù)用兩種不同的技術(shù)，因此也將在信號檢測時分不對應(yīng)的采納分集合復(fù)用兩種檢測方案，來分不實(shí)現(xiàn)分集增益和復(fù)用增益，提高信道的傳輸質(zhì)量和傳輸速率。問題：兩種技術(shù)的選擇是依照

27、什么參數(shù)而定的？ 空間復(fù)用信令方案：垂直分層空時結(jié)構(gòu)V-BLAST檢測算法：基于排序的串行干擾消除檢測 V-BLAST的干擾消除檢測即是利用干擾置零（MMSE）判決出信號，將已檢測出的信號從待 檢測信號消除，消除它對其他信號的干擾，直到所有信號被檢測出來 發(fā)射分集技術(shù)信令方案：空時分組結(jié)構(gòu)STBC檢測算法：類似Alamouti方案的譯碼方案4.14.4 LTE中的具體檢測過程依照層映射、預(yù)編碼采納的方案（復(fù)用或分集）采納相對應(yīng)的檢測方案 空間復(fù)用信令方案：采納經(jīng)層映射后數(shù)據(jù) 再經(jīng)預(yù)編碼（注：以without CDD為例，CDD原理相似） 設(shè)信道為h（由信道可能給出） 接收端天線上的數(shù)據(jù)為： 則

28、由MIMO信道模型有： ； 即：利用V-BLAST算法進(jìn)行檢測出： 1、初始化: ， 2、第i次預(yù)處理： for （M表示發(fā)射天線數(shù)） 3、進(jìn)行檢測排序：（令排序檢測出的信號順序?yàn)椋?4、第i次的信號檢測： ； ； 。 5、循環(huán)檢測過程： if ； 注：表示Frobenius范數(shù)，表示硬判決，而，分不表示的第j行和 的第列，則表示將的第列的元素置零的操作。 分集技術(shù)：2發(fā)2收和4發(fā)2收情況 依照發(fā)射端層映射、預(yù)編碼的發(fā)射方案（由發(fā)射天線數(shù)唯一確定）選擇相應(yīng)的檢測方案（2發(fā)或者4發(fā)）；問題：分集天線數(shù)目由什么確定基于2發(fā)2收情況： ； t時刻從天線i發(fā)射符號的判決統(tǒng)計如下： ； 是 的第i行 關(guān)

29、于2根發(fā)射天線基于發(fā)射分集的預(yù)編碼方案，其預(yù)編碼矩陣如式，那么，1根接收天線時，2根發(fā)射天線上的信號分不為： ； ；對2根天線接收有： ； ；通過對做硬判決得到天線P發(fā)射符號的估值?；?發(fā)2收情況： ； t時刻從天線i發(fā)射符號的判決統(tǒng)計如下： ； 是 的第i行 關(guān)于4根發(fā)射天線基于發(fā)射分集的預(yù)編碼方案，其預(yù)編碼矩陣如式：；那么，1根接收天線時4根發(fā)射天線上的信號分不為： ； ； ； ；對2根天線接收有： 通過對做硬判決得到天線P發(fā)射符號的估值。4.14.5 問題1、兩種技術(shù)（分集與復(fù)用）的選擇是依照什么參數(shù)而定的？依照接收端反饋決定2、分集天線數(shù)目由什么確定？3、層映射4發(fā)射天線時有補(bǔ)nul

30、l符號的操作，在預(yù)編碼時將補(bǔ)得null刪去；那么在信號檢測完后得到的數(shù)據(jù)是否也應(yīng)該在相應(yīng)的情況下補(bǔ)null符號，然后在經(jīng)逆層映射后刪除？4.15 HARQ混合自動重傳HARQ（Hybrid Automatic Repeat reQuest），混合式自動重送請求，確實(shí)是在ARQ系統(tǒng)中引入了前向糾錯碼FEC，該FEC能夠用來糾正傳輸過程中的數(shù)據(jù)差錯，即假如錯誤在FEC的糾錯范圍內(nèi)，那么FEC就進(jìn)行糾錯，假如超出了其糾錯范圍，那么就要請求重傳。因此該方案既增加了系統(tǒng)的可靠性又提高了系統(tǒng)的傳輸效率。在3G LTE系統(tǒng)中，下行鏈路將采納停等式(SAW)重傳協(xié)議，并采納基于遞增冗余重傳(IR)機(jī)制的HAR

31、Q重傳策略；由于Chase合并(CC)能夠視為IR的一種專門的情況，因此系統(tǒng)也支持CC機(jī)制。同時，在3G LTE系統(tǒng)中，差不多確定在下行鏈路系統(tǒng)中將采納異步自適應(yīng)的HARQ技術(shù)。在上行鏈路中，采納的重傳協(xié)議和混合重傳請求機(jī)制與下行鏈路相同，差不多上采納了停等式(SAW)重傳協(xié)議和遞增冗余重傳(IR)機(jī)制的HARQ重傳策略。但在上行鏈路中，將采納同步非自適應(yīng)的HARQ技術(shù)。由于上下行鏈路的區(qū)不，本報告將分不介紹上下行鏈路的自動重傳方案及詳細(xì)步驟。4.15.1下行鏈路HARQ過程 下行自動重傳方案在3G LTE系統(tǒng)中采納了停等式(SAW)重傳協(xié)議。所謂停等式（SAW）重傳協(xié)議，確實(shí)是發(fā)送端每發(fā)送一

32、個數(shù)據(jù)分組包就臨時停下來，等待接收端的確認(rèn)信息。當(dāng)數(shù)據(jù)包到達(dá)接收端時，對其進(jìn)行檢錯，若接收正確，返回確認(rèn)(ACK)信號，錯誤則返回不確認(rèn)(NACK)信號。當(dāng)發(fā)端收到ACK信號，就發(fā)送新的數(shù)據(jù)，否則重新發(fā)送上次傳輸?shù)臄?shù)據(jù)包。而在等待確認(rèn)信息期間，信道是空閑的，不發(fā)送任何數(shù)據(jù)。這種方法由于收發(fā)雙方在同一時刻內(nèi)僅對同一個數(shù)據(jù)包進(jìn)行操作，因此實(shí)現(xiàn)起來比較簡單，相應(yīng)的信令開銷小，收端的緩存容量要求低。然而由于在等待確認(rèn)信號的過程中不發(fā)送數(shù)據(jù)，導(dǎo)致太多資源被白費(fèi)，尤其是當(dāng)信道傳輸時延專門大時。因此，停等式造成通信信道的利用率不高，系統(tǒng)的吞吐量較低。圖1所示是停等式ARQ的一個簡單示例。這種機(jī)制不僅簡單可靠

33、，系統(tǒng)信令開銷小，同時降低了關(guān)于接收機(jī)的緩存空間的要求。然而，該協(xié)議的信道利用效率較低。為了幸免這種不利，3G LTE系統(tǒng)采納了N 通道的停等式協(xié)議，即發(fā)送端在信道上并行地運(yùn)行N 套不同的SAW協(xié)議，利用不同信道間的間隙來交錯地傳遞數(shù)據(jù)和信令，從而提高了信道利用率。3G LTE系統(tǒng)中同時采納基于遞增冗余重傳(IR)機(jī)制的HARQ重傳策略；由于Chase合并(CC)能夠視為IR的一種專門的情況，因此系統(tǒng)也支持CC機(jī)制。遞增冗余（Incremental Redundancy,IR）方法是以重傳逐漸增加的校驗(yàn)比特響應(yīng)收端譯碼失敗的重傳請求。依照重傳數(shù)據(jù)中冗余的多少，IR方法又可分為部分IR和全I(xiàn)R。

34、LTE系統(tǒng)中采納全I(xiàn)R的遞增冗余方案。部分IR方法的重傳數(shù)據(jù)由信息比特和新增的冗余構(gòu)成，收端將其與先前的接收數(shù)據(jù)合并成低碼率碼字，從而提高系統(tǒng)的糾錯能力。該方法中RCPT碼結(jié)構(gòu)設(shè)計及重傳過程的實(shí)現(xiàn)如下圖，收端可對接收到的重復(fù)信息數(shù)據(jù)按對應(yīng)SNR加權(quán)合并，以獲得信息數(shù)據(jù)的分集增益。R=k/(3n-2k)R=k/(3n-2k)P1P2P3P1P2P3P1P3P2P1P1P2R=k/nR=k/(2n-k)低碼率母碼R=k/(3n-2k)第一次傳輸?shù)谝淮沃貍鞯诙沃貍靼l(fā)射機(jī)（編碼）接收機(jī)（譯碼）部分IR方法全I(xiàn)R方法的重傳數(shù)據(jù)則完全由遞增冗余構(gòu)成，因而每次接收到的數(shù)據(jù)結(jié)合后可構(gòu)成更低碼率的碼字，更大幅

35、度地提高系統(tǒng)的性能。該方法中RCPT碼結(jié)構(gòu)設(shè)計及重傳過程的實(shí)現(xiàn)如下圖：P1P1P2P3P2P3P1P1P1P2P3P2低碼率母碼R=k/3nR=k/nR=k/2nR=k/3n接收機(jī)(譯碼)接收機(jī)（編碼）第一次傳輸?shù)谝淮沃貍鞯诙沃貍魅獻(xiàn)R方法另外，在3G LTE系統(tǒng)中，差不多確定在下行鏈路系統(tǒng)中將采納異步自適應(yīng)的HARQ技術(shù)。所謂的異步HARQ技術(shù)，確實(shí)是指一個HARQ進(jìn)程的傳輸能夠發(fā)生在任何時刻，接收端預(yù)先不明白傳輸?shù)陌l(fā)生時刻，因此HARQ進(jìn)程的處理序號需要連同數(shù)據(jù)一起發(fā)送。而自適應(yīng)傳輸是指在每一次重傳過程中，發(fā)送端能夠依照實(shí)際的信道狀態(tài)信息改變部分的傳輸參數(shù)，因此，在每次傳輸?shù)倪^程中包含傳

36、輸參數(shù)的操縱信令信息要一并發(fā)送?？筛淖兊膫鬏攨?shù)包括調(diào)制方式、資源單元的分配和傳輸?shù)某掷m(xù)時刻等。在3G LTE系統(tǒng)中，差不多確定在下行鏈路系統(tǒng)中將采納異步自適應(yīng)的HARQ技術(shù)。因?yàn)橄嚓P(guān)于同步非自適應(yīng)HARQ技術(shù)而言，異步HARQ更能充分利用信道的狀態(tài)信息，從而提高系統(tǒng)的吞吐量，另一方面異步HARQ能夠幸免重傳時資源分配發(fā)生沖突從而造成性能損失。例如：在同步HARQ中，假如優(yōu)先級較高的進(jìn)程需要被調(diào)度，然而該時刻的資源已被分配給某一個HARQ進(jìn)程，那么資源分配就會發(fā)生沖突；而異步HARQ的重傳不是發(fā)生在固定時刻，能夠有效地幸免那個問題。在上述關(guān)于異步HARQ的優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，同時考慮到信令開銷過大的

37、問題。HARQ的設(shè)計Round Trip Time LTE FDD 系統(tǒng)中，HARQ的RTT（Round Trip Time）固定為8ms，且ACK/NACK位置固定，UE發(fā)送數(shù)據(jù)后，通過3ms的處理時刻，系統(tǒng)發(fā)送ACK/NACK，UE再通過3ms的處理時刻確認(rèn)，此后，一個完整的HARQ處理過程結(jié)束，整個過程耗費(fèi)8ms。如下圖所示。FDD RTT固定為8 msFDD RTT在LTE TDD系統(tǒng)中，例如見下圖在Configuration 1中，UE發(fā)送數(shù)據(jù)，3ms處理時刻后，系統(tǒng)本來應(yīng)該發(fā)送ACK/NACK，然而通過3ms處理時刻的時隙為上行，必須等到下行才能發(fā)送ACK/NACK。系統(tǒng)發(fā)送ACK

38、/NACK后，UE再通過3ms處理時刻確認(rèn)，整個HARQ處理過程耗費(fèi)11ms。類似的道理，UE假如在第2個時隙發(fā)送數(shù)據(jù)，同樣，系統(tǒng)必須等到DL時隙時才能發(fā)送ACK/NACK，現(xiàn)在，HARQ的一個處理過程耗費(fèi)10ms?？梢姡琇TE TDD系統(tǒng)處理時刻長度不固定，發(fā)送ACK/NACK的時隙也不固定。TDD RTT 為k + 4 ms，（k為下行信息到對應(yīng)的HARQ反饋之間的TTI間隔，見Table10.1-1）HARQ進(jìn)程在一個RTT間隔中，能同時發(fā)送多個子幀的數(shù)據(jù)，每一子幀數(shù)據(jù)對應(yīng)一個HARQ進(jìn)程：FDD，進(jìn)程數(shù)最大為8TDD進(jìn)程數(shù)見下表Table 7-1：Table 7-1: Maximum

39、number of DL HARQ processes for TDDTDD UL/DL configurationMaximum number of HARQ processes04172103941251566廣播信道的HARQ進(jìn)程數(shù)由高層單獨(dú)規(guī)定 下行HARQ UE端詳細(xì)步驟下行鏈路，UE端將同意eNodeB端的數(shù)據(jù)，并進(jìn)行HARQ的處理，其過程的大概流程見下圖PUSCHPUSCH對每個子幀進(jìn)行校驗(yàn)， 產(chǎn)生相應(yīng)ACK/NACK編 碼等是是否漏檢是UE不反饋ACK/NACK (bundling)否產(chǎn)生1 or 2 bits的ACK/NACK，分不在format 1a or 1b上傳送ACK

40、/NACK Bundling or multiplexing每個碼字被置為NACK否ACK/NACK Bundling or multiplexingACK/NACK repetition and timing沒有檢測到UE不反饋ACK/NACKPUCCHBundling產(chǎn)生1 or 2 bits的ACK/NACKmultiplexing產(chǎn)生1 - 4 bits的ACK/NACK:1 or 2 bits ACK/NACKM=1M1大于2 bits ACK/NACK O41 or 2 bits ACK/NACK 圖 1在下行鏈路中，HARQ系統(tǒng)將通過兩種情況推斷信息出錯：通過對PDCCH的DCI

41、中的DAI進(jìn)行檢測，來推斷子幀丟失的情況。通過檢錯、糾錯推斷數(shù)據(jù)出錯。由以上2種情況決定最終的每個子幀的ACK/NACK. PUSCH信道傳輸ACK/NACKACK/NACK和數(shù)據(jù)復(fù)用在一塊傳輸子幀丟失（漏檢）情況分析關(guān)于TDD,UE首先檢測DL子幀（k的取值見Table 10.1-1） 中的PDSCH和SPS 釋放的PDCCH的數(shù)目，并檢測PDCCH DCI中的（在format 0中，代表含有PDSCH和SPS釋放的PDCCH的所有子幀數(shù)目）、（format 1/1A/1B/1D/2/2A中，代表一幀一幀累計的有PDCCH對應(yīng)的PDSCH信息和SPS釋放的PDCCH信息的子幀數(shù)）。具體推斷方

42、法如下（UL-DL configuration 1-6）：當(dāng)UE在UL子幀n中傳輸PUSCH且PUSCH是由檢測到的PDCCH 的DCI format 0設(shè)置（be adjusted），則當(dāng)，UE推斷至少有一個下行分配被丟失并對每個碼字產(chǎn)生NACK，并令.假如沒有下行分配丟失，。當(dāng)and ，UE不反饋A/N當(dāng)UE在UL子幀n中傳輸PUSCH且PUSCH不是由檢測到的PDCCH 的DCI format 0設(shè)置， and 時，UE推斷至少有一個下行分配被丟失并對每個碼字產(chǎn)生NACK。為被分配的子幀數(shù)目。當(dāng)，UE不反饋A/N關(guān)于configuration 0，當(dāng)UE在DL子幀中檢測到PDSCH時，則

43、=1。Table 10.1-1: Downlink association set index : for TDDUL-DLConfigurationSubframe n01234567890-6-4-6-41-7, 64-7, 64-2-8, 7, 4, 6-8, 7, 4, 6-3-7, 6, 116, 55, 4-4-12, 8, 7, 116, 5, 4, 7-5-13, 12, 9, 8, 7, 5, 4, 11, 6-6-775-77-ACK/NACK的捆綁和復(fù)用（默認(rèn)的是捆綁方式，若使用復(fù)用方式將在額外的信令中給出指示）是由什么信令給出？在LTE TDD中，由于幀結(jié)構(gòu)中上下行比例

44、不是1：1，在協(xié)議中規(guī)定采納兩種ACK/NACK反饋模式：一是ACK/NACK捆綁；二是ACK/NACK復(fù)用。ACK/NACK捆綁確實(shí)是將多個子幀的ACK/NACK信息在一個子幀中傳輸，當(dāng)有一個子幀出錯，則重傳捆綁的所有幀。假如子幀包含一個碼字，那么將多個子幀的ACK/NACK進(jìn)行邏輯與運(yùn)算，那樣產(chǎn)生一位的ACK/NACK，在一個上行子幀中傳輸；假如一個子幀包含兩個碼字，那么將碼字0和碼字1對應(yīng)的ACK/NACK分不進(jìn)行邏輯與運(yùn)算，產(chǎn)生兩位的ACK/NACK在一個上行子幀中傳輸。Bundling 最終產(chǎn)生1 or 2 bits (視碼字?jǐn)?shù)決定)的ACK/NACK ，注：當(dāng)UE被設(shè)置為trans

45、mission mode 3or4，在1個碼字的情況下，UE依舊產(chǎn)生2位A/N，但碼字1被設(shè)置為NACK.ACK/NACK復(fù)用也是將多個子幀的ACK/NACK信息在一個子幀中傳輸，與綁定區(qū)不是：能夠隱性的表示具體是哪個幀出錯。假如關(guān)于一個子幀包含兩個碼字的情況，要先對每個子幀的兩個碼字進(jìn)行邏輯與運(yùn)算，如此，每個子幀將只對應(yīng)于一位ACK/NACK信息。在LTE協(xié)議中，規(guī)定最多四個子幀復(fù)用在一起。在PUSCH中Multiplexing 最終產(chǎn)生1 4 bits（視碼字?jǐn)?shù)和復(fù)用子幀數(shù)決定）的ACK/NACK：當(dāng)復(fù)用子幀數(shù)M=1時，只產(chǎn)生1 or 2 bits（視碼字?jǐn)?shù)決定）ACK/NACK產(chǎn)生bit

46、s的ACK/NACK , 2。具體如下：假如PUSCH由PDCCH DCI format 0配置，則 ，= ，其中DAI(k) 是在DL子幀中DCI format 1A/1B/1D/1/2/2A 的DAI值。當(dāng)，則對檢測到的沒有PDCCH對應(yīng)的PDSCH的A/N作為序列的最后一位。當(dāng)沒有檢測到PDSCH也沒有檢測到SPS釋放的PDSCH則置相應(yīng)位為NACK。當(dāng) and ，UE不反饋A/N。假如PUSCH不是由PDCCH DCI format 0配置，則M, 是相對應(yīng)的DL子幀的A/NPUCCH信道傳輸ACK/NACK按照不同情況ACK/NACK將會單獨(dú)傳輸或和其他操縱信息復(fù)用在一起傳輸，如下表

47、：PUCCH formatModulation scheme一個子幀的Bit長度發(fā)送內(nèi)容Format1N/AN/ASR informationFormat1aBPSK1 bitACK/NACKFormat1bQPSK2 bitsACK/NACKFormat2QPSK20 bitsCQIFormat2aQPSK+BPSK20 bits + 1 bitCQI + ACK/NACKForamt2bQPSK+QPSK20 bits + 2 bitsCQI + ACK/NACKPUCCH的子幀丟失（漏檢）方式和PUSCH是不一樣的。子幀丟失（漏檢）情況分析關(guān)于TDD,UE首先檢測DL子幀（k的取值按bu

48、ndling or multiplexing的子幀數(shù)目而定） 中的PDSCH或者是SPS 釋放的PDCCH的數(shù)目，并檢測PDCCH DCI中的（在format 0中，代表含有PDSCH信息和SPS釋放的PDCCH信息的所有子幀數(shù)目）、（format 1/1A/1B/1D/2/2A中，代表一幀一幀累計的有PDCCH對應(yīng)的PDSCH信息和SPS釋放的PDCCH信息的子幀數(shù)）。具體推斷方法如下（UL-DL configuration 1-6）： and ，則UE推斷至少有一個下行分配被丟失，當(dāng)處于捆綁模式時，UE將不反饋ACK/NACKACK/NACK的捆綁和復(fù)用在LTE TDD中，由于幀結(jié)構(gòu)中上下

49、行比例不是1：1，在協(xié)議中規(guī)定采納兩種ACK/NACK反饋模式：一是ACK/NACK捆綁；二是ACK/NACK復(fù)用。ACK/NACK捆綁和PUSCH信道中的處理一樣，最終產(chǎn)生1 or 2 bits (視碼字?jǐn)?shù)決定)的ACK/NACK。詳見PUSCHACK/NACK復(fù)用與PUSCH一樣，也是將多個子幀的ACK/NACK信息在一個子幀中傳輸，與綁定區(qū)不是：能夠隱性的表示具體是哪個幀出錯。假如關(guān)于一個子幀包含兩個碼字的情況，要先對每個子幀的兩個碼字進(jìn)行邏輯與運(yùn)算，如此，每個子幀將只對應(yīng)于一位ACK/NACK信息。在LTE協(xié)議中，規(guī)定最多四個子幀復(fù)用在一起。區(qū)不在于PUCCH中復(fù)用最后只產(chǎn)生1 or

50、2bits(視碼字?jǐn)?shù)和復(fù)用子幀數(shù)決定) ACK/NACK:當(dāng)復(fù)用子幀數(shù)M=1時，只產(chǎn)生1 or 2 bits（視碼字?jǐn)?shù)決定）ACK/NACK當(dāng)復(fù)用子幀數(shù)M1時，在PUCCH中，UE將產(chǎn)生形式的HARQ-ACK并在PUCCH format 1b上傳輸，其中由表10.1-2 3 4產(chǎn)生，當(dāng)=N/A，則不反饋ACK/NACK。（復(fù)用時的M值如何給出？復(fù)用的子幀具體位置如何確定？）Table 10.1-2: Transmission of ACK/NACK multiplexing for M = 2HARQ-ACK(0), HARQ-ACK(1)ACK, ACK1, 1ACK, NACK/DTX0,

51、 1NACK/DTX, ACK0, 0NACK/DTX, NACK1, 0NACK, DTX1, 0DTX, DTXN/AN/ATable 10.1-3: Transmission of ACK/NACK multiplexing for M = 3HARQ-ACK(0), HARQ-ACK(1), HARQ-ACK(2)ACK, ACK, ACK1, 1ACK, ACK, NACK/DTX1, 1ACK, NACK/DTX, ACK1, 1ACK, NACK/DTX, NACK/DTX0, 1NACK/DTX, ACK, ACK1, 0NACK/DTX, ACK, NACK/DTX0, 0N

52、ACK/DTX, NACK/DTX, ACK0, 0DTX, DTX, NACK0, 1DTX, NACK, NACK/DTX1, 0NACK, NACK/DTX, NACK/DTX1, 0DTX, DTX, DTXN/AN/ATable 10.1-4: Transmission of ACK/NACK multiplexing for M = 4HARQ-ACK(0), HARQ-ACK(1), HARQ-ACK(2), HARQ-ACK(3)ACK, ACK, ACK, ACK1, 1ACK, ACK, ACK, NACK/DTX1, 0NACK/DTX,NACK/DTX,NACK,DTX

53、1, 1ACK, ACK, NACK/DTX, ACK1, 0NACK, DTX, DTX, DTX1, 0ACK, ACK, NACK/DTX, NACK/DTX1, 0ACK, NACK/DTX, ACK, ACK0, 1NACK/DTX, NACK/DTX, NACK/DTX, NACK1, 1ACK, NACK/DTX, ACK, NACK/DTX0, 1ACK, NACK/DTX, NACK/DTX, ACK0, 1ACK, NACK/DTX, NACK/DTX, NACK/DTX1, 1NACK/DTX, ACK, ACK, ACK0, 1NACK/DTX, NACK, DTX,

54、DTX0, 0NACK/DTX, ACK, ACK, NACK/DTX1, 0NACK/DTX, ACK, NACK/DTX, ACK1, 0NACK/DTX, ACK, NACK/DTX, NACK/DTX0, 1NACK/DTX, NACK/DTX, ACK, ACK0, 1NACK/DTX, NACK/DTX, ACK, NACK/DTX0, 0NACK/DTX, NACK/DTX, NACK/DTX, ACK0, 0DTX, DTX, DTX, DTXN/AN/AACK/NACK和SR關(guān)于FDD和TDD,當(dāng)A/N和SR在同一個子幀中傳輸時,關(guān)于否定的調(diào)度,UE在其分配的ACK/NACK

55、 PUCCH資源上傳輸A/N,關(guān)于確信的調(diào)度,UE在其分配的SR PUCCH資源上傳輸A/N.其中關(guān)于確信SR，TDD有所不同，UE將以的形式在分配的SR PUCCH資源上用format1b格式傳輸A/N。的值由表7.3-1產(chǎn)生Table 7.3-1: Mapping between multiple ACK/NACK responses and Number of ACK among multiple () ACK/NACK responses0 or None (UE detect at least one DL assignment is missed)0, 011, 121, 030,

56、 141, 151, 060, 171, 181, 090, 1ACK/NACK 的重傳關(guān)于TDD，ACK/NACK重傳只應(yīng)用于bundling，不應(yīng)用于multiplexing。ACK/NACK的重傳（重傳的是ACK/NACK）是為了讓發(fā)射端更精確的得到同意端的HARQ反饋。是否激活A(yù)CK/NACK的重傳由高層通過參數(shù)ackNackRepetition決定。當(dāng)ACK/NACK重傳有效時，其傳輸次數(shù)為（包括首次傳送）。當(dāng)UE檢測到PDSCH沒有相應(yīng)的PDCCH，則在PUCCH的資源上傳送次對應(yīng)的ACK/NACK；當(dāng)UE檢測到PDSCH有相應(yīng)的PDCCH或有SPS釋放的PDCCH，則在首次傳送相

57、應(yīng)的ACK/NACK時使用分配好的PDCCH CCE資源，在重傳-1次ACK/NACK時一直使用PUCCH 資源 .ACK/NACK timing關(guān)于FDD，當(dāng)ACK/NACK的重傳（repetition）有效時，UE會檢測在子幀中，是否有對應(yīng)子幀 , , 的ACK/NACK，假如沒有，UE會在subframes , , , 的PUCCH上僅僅傳送子幀n-4的反饋信息ACK/NACK（不傳輸其他任何信息），同時可不能對subframes , , 中對應(yīng)的ACK/NACK響應(yīng)進(jìn)行重傳。關(guān)于TDD，與FDD類似，當(dāng)UE沒有在UL子幀中重傳對應(yīng)子幀往常的DL子幀的ACK/NACK,則UE會在UL子幀

58、和接下來的個UL子幀中僅僅傳送DL子幀的ACK/NACK（不包括其他任何信息），同時可不能對UL子幀 中對應(yīng)的ACK/NACK進(jìn)行重傳，。4.15.2 上行鏈路HARQ過程 上行自動重傳方案在上行鏈路中，采納的重傳協(xié)議和混合重傳請求機(jī)制與下行鏈路相同，差不多上采納了停等式(SAW)重傳協(xié)議和遞增冗余重傳(IR)機(jī)制的HARQ重傳策略。但在上行鏈路中，將采納同步非自適應(yīng)的HARQ技術(shù)。同步HARQ是指一個HARQ進(jìn)程的傳輸(重傳)是發(fā)生在固定的時刻，由于接收端預(yù)先已知傳輸?shù)陌l(fā)生時刻，因此不需要額外的信令開銷來標(biāo)示HARQ進(jìn)程的序號，現(xiàn)在的HARQ進(jìn)程的序號能夠從子幀號獲得。在非自適應(yīng)系統(tǒng)中，調(diào)制

59、方式、資源單元的分配和傳輸?shù)某掷m(xù)時刻等傳輸參數(shù)相關(guān)于接收端而言差不多上預(yù)先已知的，因此，包含傳輸參數(shù)的操縱信令信息在非自適應(yīng)系統(tǒng)中是不需要被傳輸?shù)摹?G LTE系統(tǒng)將在上行鏈路采納同步非自適應(yīng)HARQ技術(shù)。盡管異步自適應(yīng)HARQ技術(shù)相比較同步非自適應(yīng)技術(shù)而言，在調(diào)度方面的靈活性更高，然而后者所需的信令開銷更少。由于上行鏈路的復(fù)雜性，來自其他小區(qū)用戶的干擾是不確定的，因此基站無法精確估測出各個用戶實(shí)際的信干比(SINR)值。在自適應(yīng)調(diào)制編碼系統(tǒng)中，一方面自適應(yīng)調(diào)制編碼(AMC)依照信道的質(zhì)量情況，選擇合適的調(diào)制和編碼方式，能夠提供粗略的數(shù)據(jù)速率的選擇；另一方面HARQ基于信道條件提供精確的編碼速

60、率調(diào)節(jié)，由于SINR值的不準(zhǔn)確性導(dǎo)致上行鏈路關(guān)于調(diào)制編碼模式(MCS)的選擇不夠精確，因此更多地依靠HARQ技術(shù)來保證系統(tǒng)的性能。因此，上行鏈路的平均傳輸次數(shù)會高于下行鏈路。因此，考慮到操縱信令的開銷問題，在上行鏈路確定使用同步非自適應(yīng)HARQ技術(shù)。HARQ的設(shè)計Round Trip Time 詳見下行鏈路的HARQ RTT設(shè)計。HARQ進(jìn)程FDD，非bundling 為8進(jìn)程；bundling 為4進(jìn)程TDD見下表Table 8-1：Table 8-1: Number of synchronous UL HARQ processes for TDDTDD UL/DL configuratio