第13講-混頻器與檢波器

第11章其他常用微波電路

混頻器與檢波器1混頻器的主要技術(shù)指標(biāo)混頻器是前端電路,其以下性能指標(biāo)直接關(guān)系到接收機(jī)的特性(1)變頻損耗。盡管混頻器的器件工作方式是幅度非線性,但我們希望它是一個線性移頻器。變頻后的輸出信號的幅度變化就是變頻損耗或增益。一般地,無源混頻器都是變頻損耗。二極管混頻器的變頻損耗包括混合網(wǎng)絡(luò)損耗（1.5dB左右）、邊帶損耗（3dB左右）、諧波損耗（1dB左右）和二極管電阻損耗（1.5dB左右）,典型值為7dB左右。在肖特基二極管電路中增加中頻匹配電路來處理諧波,可以實現(xiàn)4dB變頻損耗的混頻器2(2)噪聲系數(shù):

描述信號經(jīng)過混頻器后質(zhì)量變壞的程度,定義為輸入信號的信噪比與輸出信號的信噪比的比值。這個值的大小主要取決于變頻損耗,還與電路的結(jié)構(gòu)有關(guān)。肖特基二極管的導(dǎo)通電流直接影響混頻器的白噪聲,這個白噪聲隨電路的不同而不同,在混頻器的變頻損耗上增加一個小量。如變頻損耗為6dB,白噪聲為0.413dB,則噪聲系數(shù)為6.413dB。這種增加量隨本振功率的變化不是線性的。3表11-1雙平衡混頻器本振與特性關(guān)系混頻器性能與本振功率有最佳值。

4雙邊帶（DSB）與單邊帶(SSB)混頻器的噪聲問題:本振與信號或本振與信號鏡頻都會輸出中頻信號,通常的射頻/微波系統(tǒng)都是用單邊中頻信號輸出,鏡頻的存在必然帶來損耗。在噪聲測量中采用冷熱噪聲源,這種源的輸出信號寬帶包括了鏡頻,而微波濾波器又不可能濾除它,這樣就會在中頻系統(tǒng)中有鏡頻的貢獻(xiàn),信號增加一倍。討論單邊帶接收機(jī)的特性時,噪聲測量值要加3dB。5(3)線性特性。

1dB壓縮點:與第8章的定義相同。在輸入射頻信號的某個值上,輸出中頻信號不再線性增加,而是快速趨于飽和。拐點與線性增加相差1dB的信號電平?；祛l器的1dB壓縮點與本振功率有關(guān),因為混頻器是本振功率驅(qū)動的非線性電阻變頻電路。對于雙平衡混頻器,1dB壓縮點比本振功率低6dB。

1dB減敏點:描述混頻器的靈敏度遲鈍的特性,與1dB壓縮點有關(guān),也是雷達(dá)近距離盲區(qū)的機(jī)理。對于雙平衡混頻器,1dB減敏點比

1dB壓縮點低2～3dB。動態(tài)范圍:最小靈敏度與1dB壓縮點的距離,用dB表示。通常的動態(tài)范圍要大于60dB。動態(tài)范圍的提高,意味著系統(tǒng)的成本大幅度增加。諧波交調(diào)：與本振和信號有關(guān)的交調(diào)雜波輸出。三階交調(diào)：輸入兩個信號時的IP3,定義為1dB壓縮點與三階輸出功率線的距離。6(4)本振功率。混頻器的指標(biāo)受本振功率控制。若本振功率不夠,混頻器就達(dá)不到預(yù)定指標(biāo)。產(chǎn)品混頻器都是按功率dBm值分類的,如7dBm、10dBm、17dBm本振（LO）。(5)端口隔離。三個端口LO、RF、IF頻率不同,互相隔離指標(biāo),dB越高越好。端口隔離與電路設(shè)計、結(jié)構(gòu)、器件和信號電平有關(guān),一般要大于20dB。(6)端口VSWR。三個端口的駐波比越小越好。尤其是RF口,它會影響到整機(jī)靈敏度。(7)直流極性。一般地,射頻和本振同相時,混頻器的直流成分是負(fù)極性。(8)功率消耗(簡稱功耗)。功耗是所有電池供電設(shè)備的首要設(shè)計因素。無源混頻器消耗LO功率,而LO消耗直流功率,LO功率越大,消耗直流功率越多?；祛l器的輸出阻抗對中放的要求也會影響中放的直流功耗。7圖11-12理想混頻器混頻器的原理理想的混頻器是一個開關(guān)或乘法器,如圖11-12所示,本振激勵信號（LO,fp）和載有調(diào)制信息的接收信號（RF,fs）經(jīng)過乘法器后得到許多頻率成分的組合,經(jīng)過一個濾波器后得到中頻信號（IF,fIF）。8通常,RF的功率比LO的小的多,不考慮調(diào)制信號的影響,乘法器的輸出頻率為

fd=nfp±fs

（11-1）

微波工程中,可能的輸出信號為三個頻率之一:

差頻或超外差fIF=fp-fs

諧波混頻fIF=nfp-fs

和頻或上變頻fIF=fp+fs9圖11-13超外差混頻器的頻譜最關(guān)心的是超外差頻率,絕大部分接收機(jī)都是超外差工作,采用中頻濾波器取出差頻,反射和頻,使和頻信號回到混頻器再次混頻。外差混頻器的頻譜如圖11-13所示,RF的頻率關(guān)于LO的頻率對稱點為RF的鏡頻。鏡頻的功率和信號的功率相同,由于鏡頻與信號的頻率很近,可以進(jìn)入信號通道而消耗在信號源內(nèi)阻。恰當(dāng)處理鏡頻,能夠改善混頻器的指標(biāo)。10

LO控制的開關(guān)特性可以用幾種電子器件構(gòu)成,肖特基二極管在LO的正半周低阻,負(fù)半周高阻近似為開關(guān)。在FET中,改變柵源電壓的極性,漏源之間的電阻可以從幾歐姆變到幾千歐姆。在射頻或微波低端,FET可以不要DC偏置,而工作于無源狀態(tài)。BJT混頻器與FET類似。根據(jù)開關(guān)器件的數(shù)量和連接方式,混頻器可以分為三種:單端、單平衡、雙平衡。圖11-14是三種混頻器的原理結(jié)構(gòu)。微波實現(xiàn)方式就是要用微波傳輸線結(jié)構(gòu)完成各耦合電路和輸出濾波器,耦合電路和輸出濾波器具有各端口的隔離作用。圖11-14三種混頻器的原理結(jié)構(gòu)11單端混頻器的優(yōu)點：(1)結(jié)構(gòu)簡單,成本低,在微波頻率高端,混合電路難于實現(xiàn)的情況下更有優(yōu)勢。(2)變頻損耗小,只有一個管子消耗功率。(3)本振功率小,只需驅(qū)動一個開關(guān)管。(4)容易DC偏置,進(jìn)一步降低本振功率。單端混頻器的缺點:(1)對輸入阻抗敏感。(2)不能抑制雜波和部分諧波。(3)不能容忍大功率。(4)工作頻帶窄。(5)隔離較差。單平衡混頻器和雙平衡混頻器的優(yōu)缺點與單端混頻器相反。根據(jù)整機(jī)要求,選擇合適的混頻器結(jié)構(gòu),再進(jìn)行詳細(xì)設(shè)計。12單端混頻器設(shè)計經(jīng)典的單端混頻器在寬頻帶、大動態(tài)的現(xiàn)代微波系統(tǒng)中極少使用,但在毫米波段和應(yīng)用微波系統(tǒng)中還有不少使用場合。設(shè)計的主要內(nèi)容就是為三個信號提供通道,如圖所示。圖11-15單端混頻器原理(a)和微帶原理(b)微帶實現(xiàn)(c)單端混頻器的設(shè)計困難是輸入端的匹配,二極管的非線性特性使得混頻器的輸入阻抗是時變的,無法用網(wǎng)絡(luò)分析儀測出靜態(tài)阻抗,只能得到折中的估計值。13單平衡混頻器設(shè)計單平衡混頻器的優(yōu)點在于抑制本振噪聲,抵消部分諧波。以本振功率的增加來提高動態(tài)范圍,要用到平衡混合網(wǎng)絡(luò),這會帶來一定的損耗。常用的平衡混合網(wǎng)絡(luò)為180°和90°兩種。微波結(jié)構(gòu)在5GHz以上用分支線或環(huán)行橋,5GHz以下用變壓器網(wǎng)絡(luò),微封裝結(jié)構(gòu)指標(biāo)好。毫米波段用波導(dǎo)正交場或MMIC。單平衡混頻器的原理如圖11-16所示。圖11-16單平衡混頻器原理14圖11-17兩種常用的微帶混頻器分支線和環(huán)行橋的原理見第8章。圖11-17為兩種常用的微帶混頻器。表11-2歸納出了常用微帶混合電路的特性。15雙平衡混頻器設(shè)計在微波低端使用最多的是微封裝雙平衡混頻器。這種混頻器隔離度好,雜波抑制好,動態(tài)范圍大,尺寸小,性能穩(wěn)定,便于大批量生產(chǎn)。缺點是本振功率大,變頻損耗比較大。典型的雙平衡混頻器如圖11-18所示,四只二極管為集成芯片,變壓器耦合網(wǎng)絡(luò)尺寸很小,結(jié)構(gòu)緊湊,匹配良好。對于LO信號,端口RF+和RF-為虛地點,不會有LO進(jìn)入RF回路。同樣,RF信號不會進(jìn)入LO回路,隔離可達(dá)到40dB。圖11-18環(huán)形雙平衡混頻器圖（a）是IF抽頭處波形,圖(b)

是中頻濾波器后波形,包絡(luò)始終沒變化。

圖11-19雙平衡混頻器的開關(guān)輸出波形16圖11-20星形雙平衡混頻器四個二極管也可以星形連接,如圖11-20所示。為了提高動態(tài)范圍,增加承受功率,加大隔離,每個臂上的二極管可以用一個元件組取代,帶來的缺點是本振功率的增加。圖11-21給出不同結(jié)構(gòu)及其所要求的本振功率。圖11-21幾種臂元件組合所需本振功率17圖11-22用傳輸線實現(xiàn)變壓器微波頻率提高后,變壓器網(wǎng)絡(luò)可以用傳輸線來實現(xiàn)。圖11-22為用傳輸線實現(xiàn)變壓器的原理。槽線、鰭線等具有對稱性的傳輸線都可以做混合網(wǎng)絡(luò)。但是,中間抽頭不好找、中頻輸出濾波不好實現(xiàn)等困難,使得傳輸線結(jié)構(gòu)的雙平衡混頻器的指標(biāo)比不上變壓器結(jié)構(gòu)。因此,5GHz以上頻率大量使用前述單平衡混頻器。18圖11-23晶體管IC型雙平衡混頻器晶體管雙平衡混頻器晶體管IC型雙平衡混頻器如圖11-23所示。RF加在V1和V2之間,LO加在V3、V4、V5、V6上,起開關(guān)作用。這種混頻器在射頻段有10dB以上的增益,靈敏度高,噪聲為5dB左右,到了微波頻段噪聲較大。隨著微電子技術(shù)的發(fā)展,將會有大量產(chǎn)品可使用。19場效應(yīng)管混頻器

FET混頻器的增益和噪聲都比較好。基于FET的MMIC有源混頻器已經(jīng)有廣泛的使用。前述二極管混頻器有兩個特點:可用一階近似進(jìn)行線性分析;實際中二極管混頻器與電路設(shè)計關(guān)系不大。FET有源混頻器不具備上述特點,分析時除了小信號條件外,還要用其他非線性設(shè)計工具,噪聲分析更加復(fù)雜。因為二極管的電導(dǎo)是指數(shù)函數(shù),而FET是平方函數(shù),后者的頻率成分更多。圖11-24是FET混頻器的兩個基本結(jié)構(gòu)。圖11-24FET混頻器20圖11-25波導(dǎo)正交場平衡混頻器正交場平衡混頻器在波導(dǎo)中,幾乎都采用正交場結(jié)構(gòu)混頻器。如圖11-25所示是單平衡混頻器,利用波導(dǎo)內(nèi)TE10模的電力線方向垂直實現(xiàn)隔離,靠邊界條件的擾動把本振功率加到二極管上。21圖11-26肖特基勢壘二極管的直流和微波特性

(a）正向直流特性;(b）反向結(jié)電容;混頻器的其他知識圖11-26給出肖特基二極管特性和不同半導(dǎo)體的肖特基二極管的交直流參數(shù),以便設(shè)計和估算混頻器的工作情況。22

圖11-26肖特基勢壘二極管的直流和微波特性（c）噪聲系數(shù)和中頻輸出阻抗與本振功率的關(guān)系;23圖11-26肖特基勢壘二極管的直流和微波特性（d）不同半導(dǎo)體材料的二極管特性(9GHz)24混頻器設(shè)計參考例子研究背景現(xiàn)代通信系統(tǒng)廣泛采用超外差接收機(jī)，在接收單邊帶信號時，超外差接收機(jī)極易受到鏡頻信號的干擾，因此鏡頻抑制就顯得非常重要。在信號接收端加鏡頻抑制濾波器和使用多次變頻技術(shù)都可以實現(xiàn)鏡頻抑制，但是這兩種方法都存在著一定的不足之處。在信號頻率高、中頻頻率低的系統(tǒng)中使用鏡頻抑制混頻器可以解決前面兩種方法所面臨的問題。并且在信號頻率改變時，鏡頻抑制混頻器也可以自動識別出相應(yīng)的鏡像頻率，因而它也可以用于寬帶系統(tǒng)中。為何采用鏡頻抑制混頻器?系統(tǒng)工作在高頻段時，如果采用基波混頻，就需要同頻段的本振信號源，然而高頻段的本振信號源成本高且實現(xiàn)起來比較困難。諧波混頻器可用低頻段的本振源代替高頻段的本振源，降低成本，提高穩(wěn)定性。為何采用諧波混頻器?綜上所述，將諧波混頻器與鏡頻抑制混頻器結(jié)合起來，運用于高頻段、低中頻的系統(tǒng)中，可以有效地節(jié)約系統(tǒng)成本，提高系統(tǒng)性能。因此研究性能優(yōu)良的諧波鏡頻抑制混頻器具有重要的價值和意義。25采用HFSS軟件和ADS軟件對電路進(jìn)行仿真，分別設(shè)計和制作K波段的二次諧波鏡頻抑制混頻器和四次諧波鏡頻抑制混頻器，混頻器采用混合集成電路，基片選用RogersRT/Duriod5880，非線性器件選用Alpha公司的反向并聯(lián)二極管對DMK2308。研究目標(biāo)及技術(shù)指標(biāo)（1）二次諧波鏡頻抑制混頻器的指標(biāo)：信號頻率：20~21GHz中頻頻率：400MHz變頻損耗：小于12dB鏡頻抑制度：大于20dB（2）四次諧波鏡頻抑制混頻器的指標(biāo)：信號頻率：20~21GHz中頻頻率：100MHz變頻損耗：小于14dB鏡頻抑制度：大于20dB主要技術(shù)指標(biāo)：研究目標(biāo)26鏡頻抑制混頻器的理論分析鏡頻干擾原理圖在混頻器的射頻輸入端加鏡頻抑制濾波器。如果運用在高射頻、低中頻的寬帶系統(tǒng)中，存在著一些不足之處：不僅要求濾波器的中心頻率高，而且要求濾波器的帶寬窄，實際中實現(xiàn)這樣的濾波器極其困難；濾波器的帶寬是固定的，因此不能用于寬帶系統(tǒng)中。實現(xiàn)鏡頻抑制的方法一采用多次變頻技術(shù)，是通過提高中頻頻率，因此可在第一級混頻器前加濾波器來實現(xiàn)鏡頻抑制，因此它可以不用制作中心頻率高、帶寬極窄的濾波器，但是多次變頻技術(shù)需要多個本振源，必然會加大接收機(jī)的體積，增加接收機(jī)的成本。實現(xiàn)鏡頻抑制的方法二多次變頻技術(shù)的原理圖27

相位平衡式鏡頻抑制混頻器比前述兩種方案都更為理想，它是通過兩路信號的相位差來實現(xiàn)鏡頻抑制。在單邊帶的接收系統(tǒng)中，它可以根據(jù)輸入信號頻率與本振信號頻率的大小關(guān)系自動識別鏡頻信號，并且當(dāng)射頻信號頻率發(fā)生改變時，鏡像抑制混頻器也可以識別出對應(yīng)的鏡頻信號，所以非常適合用于寬帶系統(tǒng)中。鏡頻抑制混頻器的理論分析鏡頻抑制混頻器原理圖射頻信號進(jìn)入3dB正交耦合器后分為幅度相等相位正交的兩路信號，本振信號通過3dB同相功分器分為兩路幅度和相位都相等的信號，兩路射頻信號和本振信號進(jìn)入兩個單元混頻器，混頻后的中頻輸出會有90o的相位差，最后進(jìn)入3dB中頻正交耦合器合成中頻輸出。28在理想情況下，ωs<ωL時，在8端口中頻反相抵消，在7端口中頻同相合成輸出，ωs>ωL

時7端口反相抵消輸出為零，在8端口同相合成輸出。鏡頻抑制混頻器的理論分析實際的電路不可能是理想的，即3dB正交耦合器兩路輸出不可能完全等幅，相位差也不可能是準(zhǔn)確的90o，同樣3dB同相功分器也不可能做到兩路輸出相等。因此實際的電路中，鏡頻抑制度不可能是無窮大，幅度、相位的不平衡都會影響鏡頻抑制度。29諧波混頻器的理論分析諧波混頻器可以使所需本振信號的頻率降低至基波信號頻率的1/2、1/4、1/6甚至更低，諧波混頻通常利用反相并聯(lián)二極管對實現(xiàn)。本振和射頻信號經(jīng)過各自的匹配濾波電路進(jìn)入反相并聯(lián)二極管對，混頻后通過中頻匹配濾波電路選頻而輸出中頻信號，射頻和中頻端口在二極管對的同一端，這樣可以提高本振端口與射頻端口的隔離度，防止本振信號進(jìn)入射頻端口，通過天線輻射出去，干擾其它電子設(shè)備。諧波混頻的原理圖二極管對的混頻特性：（1）二極管對的外部電流值只包含本振的偶次諧波項，且幅度比單管混頻時大一倍；（2）二極管對的內(nèi)部電流只包含本振的奇次諧波項，電路輸出的諧波分量少，可降低混頻器的變頻損耗；（3）外部電流不含直流項，所以不需要設(shè)置直流回路，混頻器的結(jié)構(gòu)得到了簡化；（4）沒有基波混頻項輸出，因而抑制了本振引入的噪聲30二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----方案常用的3dB正交耦合器有分支線耦合器和蘭格耦合器。但是在K波段，這兩種結(jié)構(gòu)的耦合器尺寸太小，加工難度大，因此這里用一個威爾金森功分器和一段1/4射頻波長的微帶線代替射頻端的3dB正交耦合器，該1/4射頻波長微帶線在兩路輸入射頻信號之間產(chǎn)生90o的相位差。由于中頻只有400MHz，因此采用集總參數(shù)LC網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)90o移相，并且考慮到兩路信號的隔離度對鏡頻抑制度的影響很大，因此利用集總參數(shù)的威爾金森功分器實現(xiàn)兩路信號的合成。二次諧波鏡頻抑制混頻器的方案31二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真圖中λLO、λRF分別表示本振信號和射頻信號的波長，1/4λLO開路微帶線和1/2λRF短路微帶線屬于管座部分的設(shè)計，它們的作用分別是對本振信號和射頻信號短路，由于中頻頻率較低，射頻波長與中頻波長相比可以忽略，因此1/2λRF短路微帶線同樣可以短路中頻信號。管座部分的設(shè)計對諧波混頻器來說非常重要，良好的管座設(shè)計能夠有效地回收利用閑頻，提高端口隔離度，降低變頻損耗。由于二極管對對射頻信號和本振信號的輸入阻抗不是50歐，因此需要匹配網(wǎng)絡(luò)將各端口的輸入阻抗匹配到50歐，匹配電路采用單枝節(jié)調(diào)配器。二次諧波混頻器電路圖32二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真二極管的選取最終采用Alpha公司的DMK2308反向并聯(lián)二極管對，根據(jù)Spice參數(shù)可得管子的截止頻率為796.2GHz，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于混頻器的工作頻率。管座電路的仿真設(shè)計管座主要是對射頻和本振信號短路，使各信號在電路中形成回路。管座的仿真模型管座電路仿真結(jié)果1/4λLO開路微帶線:在射頻信號輸入端用于對本振信號短路，該微帶線的長度約1/2λRF，對射頻信號開路，因此不會影響射頻信號的傳輸。1/2λRF短路微帶線:在本振信號輸入端用對射頻信號和中頻信號短路，對本振信號開路，同樣也不會影響本振信號的傳輸。從圖中可以看出，通過優(yōu)化后的兩條微帶枝節(jié)滿足設(shè)計要求。33匹配電路的仿真設(shè)計二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真計算二極管對輸入阻抗的仿真模型反向并聯(lián)二極管對的ADS模型二極管對在信號激勵下顯現(xiàn)的阻抗不是50歐姆，因此需要對電路進(jìn)行阻抗匹配，利用大信號S參數(shù)仿真就可以計算二極管對對本振信號顯現(xiàn)的輸入阻抗。由仿真結(jié)果可知，本振信號的輸入阻抗在本振功率為4dBm時為38.8-j58歐姆。同理射頻信號的輸入阻抗為13.4-j8.142。34二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真匹配電路的仿真設(shè)計為了提高仿真的準(zhǔn)確性，將前面設(shè)計的管座電路一起放入模型中，仿真時固定管座電路的參數(shù)，只調(diào)節(jié)單枝節(jié)調(diào)配器的電路尺寸。結(jié)果顯示，本振端口對本振信號匹配良好，由于管座電路是放在一起仿真的，因此管座電路對射頻信號的短路作用也體現(xiàn)出來了。同理射頻端口對射頻信號匹配良好，對本振信號短路。本振端口匹配射頻端口匹配35二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真射頻帶通濾波器的仿真設(shè)計平行耦合線帶通濾波器是目前常用的一種帶通濾波器，它有5%-25%的帶寬，并且能夠精確的設(shè)計。發(fā)夾線帶通濾波實際上是平行耦合微帶線折疊而成，這種結(jié)構(gòu)容易激起表面波，導(dǎo)致濾波器性能不夠理想。交指線濾波器結(jié)構(gòu)緊湊，阻帶寬，但在高頻情況下加工難度大，誤差影響大。1/4波長短截線帶通濾波器是寬帶濾波器，在窄帶的情況下，短截線特性阻抗相差大，難實現(xiàn)。電容間隙耦合帶通濾波器，帶寬窄，不夠緊湊，頻率高于2GHz后有輻射損耗。綜合考慮，射頻帶通濾波器采用平行耦合線結(jié)構(gòu)。幾種帶通濾波器的結(jié)構(gòu)帶通濾波器的仿真模型帶通濾波器的仿真結(jié)果36中頻低通濾波器的仿真設(shè)計二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真設(shè)計低通濾波器時主要考慮對本振信號和射頻信號的抑制作用，防止它們泄露到中頻端口降低端口隔離度，增大變頻損耗。低通濾波器采用階躍阻抗結(jié)構(gòu)，仿真結(jié)果顯示：濾波器對本振信號和射頻信號都有大于20dB的抑制。低通濾波器的仿真模型低通濾波器的仿真結(jié)果37二次諧波混頻器的整體優(yōu)化二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真利用ADS軟件的諧波平衡法對混頻器整體仿真優(yōu)化，射頻帶通濾波器和中頻低通濾波器用生成的s2p文件帶入電路進(jìn)行仿真。二次諧波混頻器的整體仿真模型38二次諧波混頻器的整體優(yōu)化二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真二次諧波混頻器的變頻增益當(dāng)本振輸入功率為4dBm，中頻固定在400MHz時混頻器變頻增益的仿真結(jié)果。從圖中可以看出，在射頻20GHz到21GHz的通帶內(nèi)變頻損耗小于9.4dB。變頻增益隨本振功率的變化當(dāng)射頻頻率為20.5GHz時，混頻器變頻增益耗隨本振功率的變化曲線。本振功率為4dBm時變頻損耗最低，最低值為8.4dB，本振功率在2dBm到6dBm的范圍內(nèi)變頻損耗的變化基本上小于0.5dB。變頻增益隨射頻輸入功率的變化當(dāng)射頻為20.5GHz，本振功率為4dBm時變頻增益隨射頻輸入功率的變化。該圖顯示混頻器的輸入1dB壓縮點在-7dBm處。39二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真射頻功分器的仿真設(shè)計傳統(tǒng)的威爾金森功分器兩分支線的長度為λ/4，但是隨著率的升高，分支線的長度變短，隔離電阻的尺寸變的與波長相當(dāng)，就不能再看成集總元件，因此就要求電阻的尺寸要非常小，這樣就使兩分支線靠的很近，耦合變得較強(qiáng)。由于本研究的混頻器的射頻頻率較高，采用一種變形的威爾金森功分器，即將原來長度為λ/4的分支線換成長度為3λ/4分支線，這樣就使兩分支線之間有足夠的空間，不會出現(xiàn)強(qiáng)耦合。由于微帶線上電流和電壓是以λ/2為周期的，因此變形結(jié)構(gòu)的威爾金森功分器和傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的威爾金森功分器電特性是一樣的。傳統(tǒng)的威爾金森功分器變形的威爾金森功分器40二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真射頻功分器的仿真設(shè)計從圖中可以看出，電路仿真和電磁仿真結(jié)果很相近，在射頻頻率20~21GHz的范圍內(nèi)，S21和S31在3.2dB左右，隔離度都大于20dB，滿足設(shè)計要求。41本振功分器的仿真設(shè)計二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真由于本振頻率不是很高，因此可以采用傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的威爾金森功分器。在本振頻率9.8~10.3GHz的范圍內(nèi)，電路仿真和電磁仿真的S21和S31都小于3.1dB，隔離度都大于30dB，滿足設(shè)計要求。42中頻移相網(wǎng)絡(luò)的仿真設(shè)計二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真因為中頻信號頻率較低只有400MHz，因此采用集總參數(shù)的移相器。根據(jù)以往經(jīng)驗，兩路信號的隔離度對鏡頻抑制度的影響很大，為了提高兩路信號的隔離度，這里不是將兩路信號直接合成一路，而是在90o移相器的后面接一個集總參數(shù)的威爾金森功分器，根據(jù)文獻(xiàn)中的方法設(shè)計了一款400MHz的集總參數(shù)威爾金森功分器，它們共同組成中頻移相網(wǎng)絡(luò)，同時這樣做也便于在實際電路中對兩路信號的幅度做調(diào)試。90o中頻移相網(wǎng)絡(luò)的仿真結(jié)果顯示，在中頻頻率400MHz時，S12和S13分別為3.07dB和3.06dB，兩支路幅度平衡，相差89.88度，滿足設(shè)計要求。43二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真整體仿真將前面設(shè)計好的各個部分放在一起整體優(yōu)化，利用諧波仿真控件對混頻器進(jìn)行仿真，該模型包括五個子電路，分別為兩個二次諧波混頻器、本振功分器、中頻移相網(wǎng)絡(luò)、射頻正交功分器，其中射頻正交功分器由射頻威爾金森功分器和一段1/4射頻波長的微帶線組成，并且為了仿真端口隔離度，在混頻器的各個端口都加了一個電壓節(jié)點。44二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真整體仿真（a）二次諧波鏡頻抑制混頻器的變頻增益（c）變頻增益隨本振功率的變化（b）變頻增益隨射頻輸入功率的變化（d）各端口隔離度圖（a）

給出了當(dāng)本振輸入功率為7dBm時混頻器的變頻增益。可知，混頻器的變頻損耗低于9.6dB，最小為8.6dB，滿足設(shè)計要求。圖（b）

是射頻在20.5GHz時變頻增益隨本振功率的變化?？芍?，本振功率在7dBm時變頻損耗最低，最低值為8.6dB，比單元二次諧波混頻器的最佳本振激勵4dBm高3dB。圖（c）給出了當(dāng)射頻為20.5GHz，本振功率為7dBm時變頻增益隨射頻輸入功率的變化情況?？芍?，混頻器1dB壓縮點為-4dBm，比單元二次諧波混頻器的1dB壓縮點高3dB。圖（d）

給出了各端口之間隔離度的仿真結(jié)果。可知，射頻端口與中頻端口的隔離度大于45dB，本振端口與中頻端口的隔離度大于63dB，射頻端口與本振端口的隔離度大于67dB。45二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----仿真整體仿真為了方便仿真鏡頻抑制度，將射頻端口的單音源改為雙音源，將雙音源的輸入信號分別設(shè)為射頻信號和鏡頻信號，并且射頻信號和鏡頻信號的輸入功率相等，在中頻端口得到的中頻信號與鏡像中頻信號的比就是混頻器的鏡頻抑制度。二次諧波鏡頻抑制混頻器的鏡頻抑制度右圖給出了本振輸入功率為7dBm時混頻器的鏡頻抑制度，可知，在射頻頻率20~21GHz的范圍內(nèi)混頻器的鏡頻抑制度大于25dB，比課題指標(biāo)高5dB，滿足設(shè)計要求。46二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測二次諧波混頻器加工版圖二次諧波鏡頻抑制混頻器加工版圖二次諧波混頻器實物二次諧波鏡頻抑制混頻器實物47二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測中頻移相網(wǎng)絡(luò)的測試400MHz中頻移相網(wǎng)絡(luò)的實物圖中頻移相網(wǎng)絡(luò)的精確設(shè)計對整個鏡頻抑制混頻器的設(shè)計而言非常重要，因此對它進(jìn)行了單獨的測試。測試所用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀型號為hp8510B，由于該儀器只有兩個端口，因此只能分別測出S21和S31的幅度和相位，然后通過計算得出幅度和相位差，測試時第三個端口接匹配負(fù)載，由于仿真時用的集總元件是理想模型，沒有考慮電容電感的寄生參數(shù)，因此按照仿真模型搭建的移相網(wǎng)絡(luò)測試結(jié)果與仿真結(jié)果之間有一定的出入，之后做了大量的調(diào)試才得到較為理想的效果。在頻率為400MHz的測試結(jié)果顯示，該移相網(wǎng)絡(luò)幅度不平衡為0.5dB，相位差為92o，隔離度為14dB。中頻移相網(wǎng)絡(luò)測試環(huán)境48混頻器的測試二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測射頻信號源型號為E8267D，該信號源的最高輸出頻率為40GHz，能夠滿足混頻器對射頻頻率的要求，混頻器的輸出頻譜可以在頻譜儀上讀出，測試時記下射頻信號的輸入功率和中頻信號的輸出功率，兩功率值相減，再扣除測試電路附加損耗，就可以得到混頻器的變頻損耗。同理可以得到輸入鏡頻信號時混頻器的變頻損耗，輸入射頻信號時的變頻損耗減去輸入鏡頻信號時的變頻損耗即為混頻器的鏡頻抑制度。混頻器測試框圖二次諧波混頻器的測試環(huán)境49混頻器的測試二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測射頻在20.5GHz時的中頻輸出二次諧波混頻器的變頻損耗射頻輸入功率為-10dBm，本振輸入功率4dBm。從圖中可看出，變頻損耗為9.8dB上圖是本振輸入功率為4dBm時二次諧波混頻器變頻損耗的測試結(jié)果，在20~21GHz的范圍內(nèi)變頻損耗最低為9dB，最高為10.2dB。50混頻器的測試二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測下圖給出了二次諧波鏡頻抑制混頻器的測試連接圖。中頻移相網(wǎng)絡(luò)是已經(jīng)調(diào)試好電路，放在混頻器腔體的外部，用同軸電纜與混頻器電路相連接。二次諧波鏡頻抑制混頻器的測試連接51混頻器的測試二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測20.5GHz對應(yīng)的中頻輸出20.5GHz對應(yīng)的鏡像中頻輸出上圖示出了射頻頻率為20.5GHz，射頻輸入功率為-15dBm,本振輸入功率為7dBm時混頻器的中頻輸出和鏡像中頻輸出，其中測試電路附加損耗為5dB。由圖可看出，混頻器在頻率為20.5GHz時變頻損耗為11.17dB，鏡頻抑制度為25dB。52混頻器的測試二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----實測根據(jù)相同的方法，測試混頻器在不同本振功率激勵下的變頻損耗和鏡頻抑制度，測試時采用400MHz的固定中頻，經(jīng)過測量，本振功率在5dBm到8dBm之間變頻損耗較低。變頻損耗測試結(jié)果鏡頻抑制度的測試結(jié)果混頻器輸入最佳本振功率時，射頻頻率為20~21GHz的范圍內(nèi)，變頻損耗小于11.8dB，滿足設(shè)計要求。在射頻頻率為20~21GHz的范圍內(nèi)，鏡頻抑制度大于20dB，滿足設(shè)計要求。53按照設(shè)計要求對二次諧波鏡頻抑制混頻器做了仿真設(shè)計，并按照仿真結(jié)果對混頻器做了實物加工和測試。仿真結(jié)果顯示，變頻損耗低于9.6dB，鏡頻抑制度大于25dB，測試結(jié)果顯示在本振最佳功率的激勵下，混頻器在20~21GHz的射頻頻率范圍內(nèi)，變頻損耗低于11.8dB，鏡頻抑制度大于20dB，雖然測試結(jié)果與仿真結(jié)果間存在偏差，但是已達(dá)到設(shè)計指標(biāo)要求。通過分析，造成仿真與實測偏差的原因可能有：二次諧波鏡頻抑制混頻器的設(shè)計----總結(jié)1．加工誤差；2．SMA接頭以及2.92mm接頭引入的誤差；3．二極管對的特性不一致；4．焊接引入誤差；5．中頻移相網(wǎng)絡(luò)幅度和相位差的實際效果沒有仿真結(jié)果理想。混頻器設(shè)計參考例子結(jié)束54檢波器的原理一般地,檢波器是實現(xiàn)峰值包絡(luò)檢波的電路,輸出信號與輸入信號的包絡(luò)相同。圖11-27所示是三種信號的檢波輸出。作檢波時,肖特基勢壘二極管伏安特性近似為平方關(guān)系,檢波輸出電流與輸入信號電壓幅度的平方成正比。因此,常用檢波電流的大小檢示輸入信號功率的大小。圖11-27三種信號的檢波輸出（a）連續(xù)波輸出為直流;（b）數(shù)字調(diào)幅輸出數(shù)字信號;（c）模擬調(diào)幅輸出模擬信號55關(guān)于靈敏度的幾個問題1)靈敏度

靈敏度定義為輸出電流與輸入功率之比。一般地,檢波輸出信號的頻率小于1MHz時,閃爍噪聲對檢波靈敏度的影響較大。閃爍噪聲又稱為1/f噪聲,由半導(dǎo)體工藝或表面處理引起,噪聲功率與頻率成反比。為了避免這個影響,采用混頻器構(gòu)成超外差接收機(jī),30MHz或70

MHz中頻放大后再檢波。這并不影響微波檢波器的使用,大部分情況下,檢波器用于功率檢示,輸入功率較強(qiáng),檢波靈敏度能滿足設(shè)備要求。2)標(biāo)稱可檢功率（NDS）

標(biāo)稱可檢功率是輸出信噪比為1時的輸入信號功率。它不僅與檢波器的靈敏度有關(guān),還與后續(xù)視頻放大器的噪聲和頻帶有關(guān)。測量方法為：不加微波功率,測出放大器輸出功率（噪聲功率）、輸入微波功率,使輸出功率增加1倍時的輸入功率為NDS。563)正切靈敏度（TSS）

輸入脈沖調(diào)幅的微波信號,檢波后為方波。調(diào)整輸入信號的幅度,輸出信號在示波器上顯示為圖11-28所示形狀時的輸入信號功率即為TSS。圖中曲線為沒有脈沖時的最高噪聲峰值和有脈沖時的最低噪聲峰值在同一水平時的情況。顯然,這個測試隨測量者不同,有偏差,是個難于嚴(yán)格定量的值。但TSS概念清晰,使用方便,在工程中得到了普遍使用。TSS也常用于接收機(jī)的靈敏度描述。

TSS比NDS高4dB,如NDS＝－90dBm,則TSS＝－86dBm。

圖11-28TSS測量57注意事項為了提高檢波器的靈敏度,設(shè)計時應(yīng)注意：

(1)選擇低勢壘二極管,用于檢波比混頻的肖特基二極管勢壘要低,小信號下能產(chǎn)生足夠大的電流。

(2)選用截止頻率高的二極管,寄生參數(shù)的影響小。

(3)加正向偏置電流,打通二極管,這樣可節(jié)省微波功率,提高靈敏度。

(4)用于測試系統(tǒng)的檢波器或其他場合的寬頻帶檢波器,增加匹配元件或頻帶均衡電阻網(wǎng)絡(luò),靈敏度會降低。58檢波器電路圖11-29給出了常見的三種結(jié)構(gòu)檢波器電路。圖（a）為寬頻帶微帶線檢波器,如果是窄帶的,也可用集總參數(shù)電阻和電容,配合平行耦合線用于微帶電路模塊;圖（b）為調(diào)諧式波導(dǎo)檢波器,頻帶窄;圖（c）為寬頻帶同軸檢波器,廣泛用于測試系統(tǒng)。

59檢波器設(shè)計參考例子隨著脈沖功率技術(shù)工程應(yīng)用進(jìn)展、通信和電子戰(zhàn)的實際需求、近代微波理論的迅速發(fā)展，高功率微波成為了一個快速發(fā)展的領(lǐng)域。高功率微波還極大地促進(jìn)了高功率雷達(dá)，超級干擾機(jī)，等離子物理和高功率微波武器等的發(fā)展。高功率微波常用測量方法有在線監(jiān)測法、量熱計法、檢波法等。在線監(jiān)測法采用探針在HPM源的形成線上實時耦合一部分功率進(jìn)行總功率的監(jiān)測，無法真實反映微波源的遠(yuǎn)場輻射特性；量熱計法采用將微波能轉(zhuǎn)化為熱能來監(jiān)測微波源輸出功率，其設(shè)計難度大，系統(tǒng)環(huán)節(jié)多，外場實驗較為不便，目前還處于研究階段；檢波法是采用檢波器將微波功率轉(zhuǎn)化為電壓來監(jiān)測微波功率的方法。檢波器體積小、使用方便、成本低，得到了廣泛應(yīng)用，常用的檢波器存在著靈敏度動態(tài)范圍小，波形有畸變等問題。研究背景60該論文研究的目的是制作適用于HPM測量用的靈敏度動態(tài)范圍大、響應(yīng)時間快、檢波波形畸變小的檢波器。研究中采用檢波二極管作為非線性器件，利用微帶線設(shè)計了檢波器的輸入輸出電路。文中電路制作采用的基片都是FR4介質(zhì)基片（εr=2.55）,基片厚度0.8mm。在廣泛調(diào)研檢波器研究現(xiàn)狀的基礎(chǔ)上，針對如靈敏度、響應(yīng)時間等主要技術(shù)指標(biāo)進(jìn)行了有效的建模，同時根據(jù)不同的仿真軟件的特點進(jìn)行了靈活應(yīng)用。檢波器輸入輸出濾波器首先用CST仿真，再用HFSS進(jìn)行驗證。研究目標(biāo)、方法及內(nèi)容介紹了HPM短電磁脈沖的特點，脈沖檢波器的發(fā)展情況、研究意義、目的。介紹了微帶電路主要傳輸線的結(jié)構(gòu)與特性，對檢波電路的基本理論知識、檢波器的主要性能指標(biāo)和檢波器的分類進(jìn)行了詳細(xì)闡述介紹了寬帶帶通濾波器的設(shè)計思路，仿真與實測結(jié)果。介紹了寬阻帶低通濾波器的設(shè)計思路，仿真與實測結(jié)果。介紹了微帶檢波器的設(shè)計思路、過程以及仿真和實物測試結(jié)果。對本論文的主要工作進(jìn)了的歸納總結(jié)，對進(jìn)一步的研究方向提出了建議。61技術(shù)指標(biāo)帶通濾波器：以9.7GHz為中心，3dB帶寬大于4G帶通濾波器。低通濾波器：截止頻率低于3.5GHz，4GHz～10GHz抑制大于10dB檢波器：頻率范圍覆蓋7～11GHz靈敏度動態(tài)范圍≥10dB響應(yīng)時間≤5ns檢波極性：正向檢波62微帶檢波器電路主要包括了輸入端濾波器、檢波二極管、輸出端濾波器等部分，每個部分設(shè)計工作均建立在相應(yīng)的理論基礎(chǔ)上，以下對微帶電路主要傳輸線、脈沖信號、檢波器原理進(jìn)行簡要介紹。基本理論63基本理論----微帶線在頻率較低時，波長遠(yuǎn)大于基片厚度，在導(dǎo)體帶下面的介質(zhì)基片中集中了信號的主要能量，此區(qū)域橫向場分量較強(qiáng)，而縱向場分量很弱，沿微帶傳輸線的主模與TEM模分布很相近，稱為準(zhǔn)TEM模;當(dāng)頻率較高時，微帶寬度w和高度h與波長可相比擬時，橫向諧振模就可能出現(xiàn)在微帶中，該橫向諧振模為波導(dǎo)型的.微帶線是微波集成電路中一種應(yīng)用非常廣泛平面?zhèn)鬏斁€。它便于加工，重復(fù)性好，而且容易與其他無源和有源的微波器件集成，使微波設(shè)備易于實現(xiàn)小型化和固態(tài)化，并能使整機(jī)性能得到提高。然而，微帶線功率容量較低，除此之外還存在損耗隨著頻率升高而顯著增加、表面波在沿介質(zhì)基片傳輸方向極易被激勵而造成在彎曲和不連續(xù)處產(chǎn)生輻射等不足。頻率增加的同時，尺寸的縮小會對加工精度控制產(chǎn)生影響。64基本理論----微帶線的損耗名稱含義介質(zhì)損耗當(dāng)介質(zhì)置于電場中時，介質(zhì)晶格來回碰撞、分子交替極化引起的熱損耗。選擇性能優(yōu)良的介質(zhì)如石英、藍(lán)寶石、氧化鋁陶瓷等作為基片材料，可以有效降低介質(zhì)損耗。導(dǎo)體損耗有限的電導(dǎo)率使得微帶線的導(dǎo)體帶條和接地板在電流通過引起的熱損耗就是導(dǎo)體損耗。高頻時的趨膚效應(yīng)由于減小了微帶導(dǎo)體的有效面積，使這部分損耗更大。由于微帶線橫截面尺寸遠(yuǎn)小于波導(dǎo)和同軸線，這使得導(dǎo)體損耗成為了微帶線損耗的主要部分。輻射損耗微帶線的半開放性會引起輻射損耗。微帶橫截面尺寸較小時，這部分損耗很小，一般只在不均勻點輻射損耗較為顯著。將微帶電路裝在金屬屏蔽盒中，可以有效降低輻射，減小衰減，并防止對其他電路的產(chǎn)生影響。介質(zhì)損耗和導(dǎo)體損耗是微帶線的主要損耗65基本理論----微帶線的不連續(xù)性典型不連續(xù)性結(jié)構(gòu)微帶線上的不連續(xù)性會引起能量的存儲和反射波，對電路可能會引起頻率偏移、輸入輸出電壓駐波比變差、寬帶電路增益起伏較大等問題。工作頻率越高，這種不連續(xù)的影響就越嚴(yán)重，在設(shè)計的最后階段，必須對不連續(xù)性加以考慮，或?qū)ζ溥M(jìn)行補(bǔ)償.66基本理論----檢波器檢波器的作用簡化的檢波器電路傳統(tǒng)檢波器主要可以分為前端匹配濾波電路、檢波二極管、后端匹配濾波電路三個部分67基本理論----檢波器中的檢波二極管肖特基二極管V-I特性與等效交流電路模型對于小信號的整流，只有二次項有意義，從而稱該二極管工作在平方律區(qū)域，即輸出電流與射頻輸入電壓的平方成正比。當(dāng)V升高到一定程度時，式中的四次項將不能忽略，二極管的響應(yīng)已在平方律檢波區(qū)之外，其特性按準(zhǔn)平方律整流，這段區(qū)域稱為過渡區(qū)。V繼續(xù)升高，二極管響應(yīng)特性就進(jìn)入線性檢波區(qū)。

68基本理論----檢波器分類69微帶帶通濾波器設(shè)計平行耦合雙線是微帶濾波器設(shè)計中經(jīng)常使用的一種結(jié)構(gòu)，它設(shè)計簡單，同時也可以獲得一定的帶寬。但是要用這種平行耦合雙線結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)帶寬更寬的濾波器時，耦合雙線的線間距就成為一個制約因素。帶寬越寬，則必須通過減小線間距來增強(qiáng)耦合。然而，一般實驗室化學(xué)蝕刻能實現(xiàn)的最小線間距大約在5mil或0.13mm。除了采用減小線間距來增加耦合度以外，還可以在輸入饋線另一側(cè)增加第三根耦合微帶線，這樣就在增加耦合度的同時降低對線間距的要求。典型的三線耦合結(jié)構(gòu)如圖3.11所示。如果將三線耦合結(jié)構(gòu)視為一個六端口網(wǎng)絡(luò)，則該結(jié)構(gòu)可以等效為一個導(dǎo)納變換器。70微帶帶通濾波器設(shè)計----原理仿真ADS仿真71微帶帶通濾波器設(shè)計----CST\HFSS仿真CST模型HFSS模型CST仿真結(jié)果HFSS仿真結(jié)果該模型在CST、HFSS仿真時通帶內(nèi)起伏較大，優(yōu)化仿真發(fā)現(xiàn)將三個單元的下端適當(dāng)延長有助于性能改善72微帶帶通濾波器設(shè)計----實測在6.1～13.6GHz的通帶內(nèi)，插損約3dB；原因分析：帶通濾波器輸入輸出引出線較窄，轉(zhuǎn)接頭芯寬度約1.2mm，焊點影響可能較大；微帶板上表面焊接了轉(zhuǎn)接頭的芯，而下表面是兩個轉(zhuǎn)接頭接地腿焊接，上下表面受力不均勻，可能造成了微帶板的變形。73微帶帶通濾波器設(shè)計----改進(jìn)針對引出線太細(xì)太短的問題，將帶通濾波器引出線尺寸改進(jìn)，其模型和仿真結(jié)果如圖：74針對上下表面受力不均勻的問題，將上表面導(dǎo)線附近留出覆銅，并在其上用接地孔與下表面地相連，這樣就可以在上表面焊接轉(zhuǎn)接頭接地腿，使微帶板受力更為均勻。微帶帶通濾波器設(shè)計----改進(jìn)改進(jìn)后的帶通濾波器3dB通帶為5.6～13.8GHz，相對帶寬約為84%，在9.7GHz時的插損約為1dB，比仿真結(jié)果略偏大，其原因可能是微帶板介質(zhì)損耗和色散效應(yīng)，該帶通濾波器基本滿足檢波器輸入端濾波器性能要求75寬阻帶低通濾波器設(shè)計檢波器后端的低通濾波器，主要目的是濾掉前端耦合的高頻信號（9.7GHz），設(shè)計目標(biāo)是截止頻率低于3.5GHz的低通濾波器。嘗試了平行耦合線等形式低通濾波器后，發(fā)現(xiàn)一般的低通濾波器的會存在寄生通帶，比如截止頻率3GHz的低通濾波器，在3.5～5GHz的頻帶內(nèi)衰減能大于20dB，但在9GHz左右反而成了通帶。HPM短電磁脈沖載頻約為9.7GHz，脈沖的占空比很小，即脈沖調(diào)制頻率很低，要求低通濾波器通帶帶寬盡量窄，同時有較寬的阻帶。DGS低通濾波器和諧振加載耦合帶線低通濾波器是寬阻帶低通濾波器兩種常用形式。76基于DGS的低通濾波器設(shè)計77基于DGS的低通濾波器設(shè)計----仿真78基于DGS的低通濾波器設(shè)計----測試可見，DGS濾波器1～3GHz通帶內(nèi)插損最大值約1.5dB，3.5GHz以上抑制基本上大于20dB。79基于諧振加載的低通濾波器設(shè)計利用短路諧振加載的非對稱耦合線可以獲得多個傳輸零點。因此，可以視為一種頻率選擇的耦合結(jié)構(gòu)。將1/4波長的開路諧振單元與1/4波長的頻率選擇耦合單元組合就可以在阻帶包含3個傳輸零點。1/4波長的開路諧振單元可視作是半波長短路諧振器的等效。實際上，電長度等效為1/4波長的任意開路支節(jié)都可以用作串聯(lián)諧振單元。由于傳輸零點的增多，低階的帶阻濾波器在尺寸小，損耗小的優(yōu)勢之外，也實現(xiàn)了寬阻帶特性.80基于諧振加載的低通濾波器設(shè)計----仿真81基于諧振加載的低通濾波器設(shè)計----仿真CST和HFSS仿真時，尺寸略有變化，但優(yōu)化最終結(jié)果可以達(dá)到要求82基于諧振加載的低通濾波器設(shè)計----