(WORD)-開關電源設計的一般考慮-圖文

開關電源設計的一般考慮_圖文

第一章開關電源設計的一般考慮

在設計開關電源之前，應當仔細研究要設計的電源技術要求?，F(xiàn)以一個通信電源模塊的例子來說明設計要考慮的問題。該模塊的技術規(guī)范如下：

1電氣性能

除非另外說明,所有參數(shù)是在輸入電壓為220V,交流50Hz以及環(huán)境溫度25℃下測試和規(guī)定的.表1.1

額定電壓輸出電流限流范圍過壓范圍調(diào)壓范圍調(diào)壓范圍2效率

54.9V45.7％＞87％52.75V45.9V

1.1輸入

電壓：單相交流額定電壓有效值220V±20%

頻率：頻率范圍45-65Hz

電流：在滿載運行時,輸入220V,小于8A。在264V時,沖擊電流不大于18A

效率：負載由50％－100％為表2.1值

功率因數(shù)：大于0.90,負載在50％以上,大于0.95

諧波失真：符合IEC555-2要求

啟動延遲：在接通電源3秒內(nèi)輸出達到它的額定電平

保持時間：輸入176V有效值,滿載,大于10mS

1.2輸出

電壓：在滿載時,輸出電壓設定在表1值的±0.2％

電流：負載電流從零到最大值(參看表1)，過流保護開始是恒流,當電壓降低到一定值得時,電流截止.穩(wěn)壓特性：負載變化由零變到100％,輸入電壓由176V變到264V最壞情況下輸出電壓變化不超過200mV.

瞬態(tài)響應：在沒有電池連接到輸出端時,負載由10％變化到100％,或由滿載變化的10％,恢復時間應當在2mS之內(nèi).

最大輸出電壓偏擺應當小于1V.

靜態(tài)漏電流：當模塊關斷時,最大反向泄漏電流小于5mA.

溫度系數(shù)：模塊在整個工作溫度范圍內(nèi)≤±0.015％.

溫升漂移：在起初30秒內(nèi),±0.1％

輸出噪音：輸出噪音滿足通信電源標準,衡重雜音＜2mV.

1.3保護

輸入：輸入端保護保險絲定額為13A.

輸出過壓：按表1.1設置過壓跳閘電壓,輸出電壓超過這個電平時,將使模塊鎖定在跳閘狀態(tài).通過斷開交流輸入電源

使模塊復位.

輸出過流：過流特性按表1.1的給定值示于圖1.過流時,恒流到60％電壓,然后電流電壓轉折下降.(最后將殘留與短路

相同的狀態(tài))

輸出反接：在輸入反接時,在外電路設置了一個保險絲燒斷(＜32A/55V)

過熱：內(nèi)部檢測器禁止模塊在過熱下工作，一旦溫度減少到正常值以下,自動復位.

1.4顯示和指示功能

輸入監(jiān)視：輸入電網(wǎng)正常顯示.

輸出監(jiān)視：輸出電壓正常顯示.(過壓情況關斷).

限流指示：限流工作狀態(tài)顯示.

負載指示：負載大于低限電流顯示.

繼電器：輸入和輸出和輸入正常同時正常顯示。

輸出電流監(jiān)視：負載從10％到100％,指示精度為±5％.

遙控降低：提供遙控調(diào)節(jié)窗口.

1.5系統(tǒng)功能

電壓微調(diào)：為適應電池溫度特性,可對模塊的輸出電壓采取溫度補償.

負載降落：為適應并聯(lián)均流要求，應能夠調(diào)節(jié)外特性。典型電壓降落0.5％,使得負載從零到增加100％,輸出電壓下降250mV.

遙控關機：可實現(xiàn)遙控關機。

1.6電氣絕緣

下列試驗對完成的產(chǎn)品100％試驗。

1.在L(網(wǎng))和N(中線)之間及其它端子試驗直流電壓為6kV.

2.在所有輸出端和L,N及地之間試驗直流2.5kV.這檢查輸出和地之間的絕緣.

3.下列各點分別到所有其它端子試驗直流100V：

電壓降低(11和12腳)

繼電器接點(14,15和16腳)

狀態(tài)選擇-輸入,輸出和電流限制(3,4,5和6腳)

1

4.地連續(xù)性-以25A,1分鐘檢查,確認安全接地的阻抗小于0.1Ω.

1.7電磁兼容

符合郵電部通信電源標準.

2機械規(guī)范

尺寸：略

重量：略

安裝方向：模塊設計安裝方向是面板垂直放置,使空氣垂直通過模塊.

通風和冷卻：模塊的頂部和底部都有通風槽,使空氣流通過模塊,經(jīng)過散熱器.因此在系統(tǒng)中應當沒有阻礙地對流冷卻

模塊,并應強迫冷卻裝置使冷卻空氣經(jīng)過模塊自由流通.

3環(huán)境條件

環(huán)境溫度：在0～55℃溫度范圍內(nèi)滿功率工作.在模塊下50mm處模塊的入口測量溫度.

存儲溫度：－40～+85℃

濕度：5％～80％,不結冰.

高度：-60m～2000m工作;-60m～10000m不工作.

4可靠性

MTBF大于100000小時.

這些要求包括：輸入電源，輸入電壓的類型－交流還是直流。交流電源的頻率和電壓變化范圍，整流濾波方式，是否有功率因數(shù)要求？如果是直流電源，是直流發(fā)電機，還是蓄電池、抑或其它直流變換器？是電流源還是電壓源？它們的變化范圍和紋波大小。輸出電壓（電流）大小和調(diào)節(jié)范圍，穩(wěn)壓（或穩(wěn)流）精度，輸出有幾路？輸出電流（或輸出功率），輸出紋波電壓要求，是否需要限流？瞬態(tài)響應要求。負載特性：蓄電池，還是熒光燈，還是電機？這些電氣性能之外，是軍用還是民用？EMC要求，環(huán)境溫度。體積與重量要求。是否需要遙控，遙測或遙調(diào)？是否需要提供自檢測，如此等等。設計出的電源必須滿足這些要求。

1.1主電網(wǎng)電源

如果你購進國外電氣設備，不管青紅皂白就去插上電源，弄不好就可能燒壞設備電源。因此，要安全使用國外設備，要知道國外電網(wǎng)電源的種類和相關標準。如果你設計的產(chǎn)品是提供出口，也必須了解該地區(qū)的電網(wǎng)的標準。

首先世界上主電網(wǎng)的交流電源頻率在美國是60Hz，而在中國和歐洲是50Hz。實際上，頻率也有一定的變化范圍，電網(wǎng)負荷重的時候，50Hz可能降低到47Hz；如果負載很輕時，60Hz可能上升到63Hz。這是因為帶動發(fā)電機的發(fā)動機轉速不可能是沒有調(diào)節(jié)公差的恒速運行。50Hz供電的直流電源必須使用比60Hz供電更大的濾波元件，供電變壓器鐵芯更大或線圈匝數(shù)更多。

其次電源電壓在不同地區(qū)也不同：在中國，家用電器和小功率電氣設備由單相交流220V供電，工業(yè)用電是三相380V。在美國民用電源為110V（有時是120V），而家用電器，如洗衣機電源是208V，而工業(yè)用電是480V，但是照明卻是277V，當然也有用120V的；在歐洲為230V，而在澳大利亞卻是240V，如此等等。

以上的電網(wǎng)電壓僅僅是其額定值，每一種電網(wǎng)都有允許偏差。例如電網(wǎng)隨負荷變化時產(chǎn)生較大波動。在上世紀末我國電網(wǎng)改造前，電網(wǎng)電壓波動范圍高達30%以上。隨著國民經(jīng)濟發(fā)展，大量電廠建立，供電量充足，同時經(jīng)過電網(wǎng)改造，合理輸配電，目前在我國大多數(shù)地區(qū)供電質量明顯提高，一般變化在10%以內(nèi)，即在198V～242V之間。但在鐵道系統(tǒng)和某些邊遠山區(qū)變化范圍仍可能達到30%。因此，你設計的開關電源，必須迎合使用地區(qū)的供電情況，即使遇到意外情況，也能夠安全運行而不發(fā)生故障。有時電網(wǎng)也可能丟失幾個周波，要求有些電源能夠不間斷（保持時間）地工作，這就要求較大的輸出電容或并聯(lián)電池滿足這一要求。

電網(wǎng)還存在過壓情況。雷擊和閃電在2Ω阻抗上,引起線與線電壓和共模干擾可高達6000V電壓。閃電有兩種類型，一種是短脈沖，上升時間1.2μs，衰減時間50μs，另一種很高能量，衰減時間1ms。電網(wǎng)還有瞬態(tài)電壓，峰值達750V，持續(xù)半個電網(wǎng)周期，這主要是大的負載的接入或斷開，或高壓線跌落引起電網(wǎng)的瞬變。

實際上工業(yè)電網(wǎng)面臨的問題遠不止這些，交流電網(wǎng)是一個骯臟的環(huán)境。你所設計的電源應當能夠在這個環(huán)境中工作，同時還要滿足國際和各地區(qū)安全標準要求。

1.2電池

在通信，電站，交通要求不間斷供電的地方，電池作為不可缺少的儲能后備能源。大量移動通訊站和手機，以及電動汽車，助力電瓶車都依靠電池提供能量。風力發(fā)電和太陽能發(fā)電存儲峰值能量作

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為后備能源。但是電池涉及到電化學和冶金學知識，已超出一般電氣工程師的知識范疇。這里介紹一些使用電池基礎知識，使你知道設計充電電源和使用電池供電時應注意的一些問題。

利用電化學可逆原理做成的最基本的單元電池叫單體電池。典型的單體電池是由兩個金屬極板和構成它們之間導電通路工作介質組成，這種通路材料可能是液體或固體，與特定化學機理有關。這種結構關鍵在于是否能夠更有效進行電－化學反應（可再充電，即二次電池，也稱為蓄電池。不能再充電叫一次電池）。根據(jù)不同通路材料的安排，一個金屬極板為電池的陽極－正極，另一個則為陰極－負極。如將兩個金屬極板（陰極和陽極）接到電源上，電的作用改變了工作介質的化學狀態(tài)，這就是儲能。如將已儲能的電池極板接到負載，材料化學作用放出電荷返回到原始狀態(tài)，釋放出電能。

單體電池一般很低，例如鉛酸蓄電池單體電池額定電壓為2V。因此較高電壓的電池一般由許多單體電池串聯(lián)組成。應當注意：不要自己將電池連接成你需要的電壓和容量，電池不能直接并聯(lián)！你只能按制造廠系列產(chǎn)品選擇你需要的電池容量和電壓。如果在每個電池端串聯(lián)一個二極管就可以并聯(lián)。在電池工作范圍內(nèi)，電池看起來像一個理想電壓源，但實際電源并非如此。首先，當充電時，端電壓會升高；放電時，端電壓會降低。這就說明蓄電池存在內(nèi)電阻，圖1.1是標稱電流壓12V的NiH電池的伏安特性，隨著輸出電流的增加，輸出電壓下降（類似正弦雙曲線）。標稱電壓為12V，電池放出電流為負，充電電流為正。電池放出小電流時，電池端有一個類似電阻的壓降，電流加倍壓降也幾乎加倍；在大電流時，電壓降增加減慢；在端電壓下降到零以前，電流可以達到非常大的數(shù)值，但絕對不能將電池短路，如果將NiH電池輸出短路將引起電池爆炸！其次，電池不是與頻率無關的電壓源，在充電和放電時，產(chǎn)生電化學作用需要一定的時間，等效為電容與內(nèi)阻并聯(lián)。此外，在典型開關頻率20kHz或更高時，電池有很大內(nèi)阻抗。這是因為電池端子間，內(nèi)部極板間存在小電感；例如，一個NiH（鎳－氫）電池可能具有200nH的感抗，五個這樣的電池串聯(lián)（獲得6V電壓）有大約1μH電感。如果開關頻率為200kHz，阻抗大約1Ω。所以這時電池不是理想電壓源，不可能吸收你的變換器產(chǎn)生的開關紋波，為此，通常在電池的兩端并聯(lián)一個電容，減少內(nèi)電感的影響。

電池輸出電流和輸出電壓的關系還與溫度以及電池剩余電荷量有關。如果放電電流太大，會損傷電池。幾乎所有電池，如果在遠低于它的工作溫度下放電，也會損壞電池。例如密封鉛酸電池在低于－10℃不能工作,這就是為什么在很冷的天氣發(fā)動不了你的汽車。

制造廠標定電池的容量一般以電池具有的電荷量－安時（電流×時間＝電荷AH）來表示。這使得電源設計者感到為難，你不能夠簡單得到電池輸出參數(shù)與多大能量的關系，因為它不等于

電池容量乘以輸出電壓；何況輸出電壓又與輸出電流有關。這些參數(shù)關系由制造廠以曲線形式提供的，而曲線似乎不能直接找到你設計需要的工

作點，需要從這些曲線來回參照得到你需要的數(shù)據(jù)。你自己測試電池是不切實際的，因為每個制造廠制造的電池總有些小的差別，所以你不能假

定每個電池具有相同的化學特性和安時定額，以電池電壓(V)及它們在同一場合具有相同的運行時間。圖1.1典型12V電池V-I特性另一個現(xiàn)象是自放電。如果你充好電的電池放置在那里，不接任何負載，它自己會逐漸失去存儲的能量。失去能量所需要的時間與化學工作介質有關：如NiH電池24小時；密封鉛酸蓄電池在溫度25℃下約16月容量損失50%，溫度升高10℃,時間縮短一半。而某些鋰電池可達幾年不等。所以放置不用的鉛酸電池一般每3個月得進行充放電維護一次。

電池不可能無限期充放電使用，電池也有壽命。在一定時間范圍內(nèi)，電池經(jīng)過多次充電/放電周期以后，不再能存儲額定容量，這個時間就是電池壽命的終止。它取決于電池如何工作，它經(jīng)歷了多少個充電/放電周期，放電的深度如何等等。例如，鉛酸密封電池放電深度50%額定容量，充放電可達500～600次；放電深度100%，壽命僅200～300充放電周期。即使電池用于備份，所謂浮充狀態(tài)（總是保持充滿狀態(tài)），在5～10年內(nèi)也需要更換。

電池是一個不愉快的能源，它也是一個不舒服的負載。當你對電池補充充電－均衡充電時，你不能用一個電壓源對其充電，因為電池充電電流與電壓成指數(shù)關系，會造成充電電流熱失控，將導致電池損壞。因此所有類型電池充電必須采取限流措施。如果電池充滿，即達到額定電壓時，應當轉換到浮充電狀態(tài)，補充自放電失去的能量，以保證電池保持滿容量狀態(tài)。

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1小時達到電池的額定容量值：例如以1C（20A）對20AH電池充電一小時的電池容量為1×20A=20AH。鉛酸電池通常均衡充電電流小于0.3C。均衡充電一般首先以0.15C恒流充電一定時間，當達到容量的90%后，再轉換到恒壓充電，進入浮充狀態(tài)。浮充電壓通常由生產(chǎn)廠家設置。環(huán)境溫度25℃時，一般按單體電池電壓

2.23V～2.35V（大部分用2.23V～2.25V）之間設置浮充電壓。環(huán)境溫度每升高1℃,浮充電壓下降0.005V。充滿電時單體電池端電壓在2.23V左右。過充電和充電電流過大都會損傷電池，使電池壽命大大縮短。電池充足后，維持自放電浮充電流，一般在0.05C以下。鉛酸電池還不能過放電，一般認為單體電池端電壓達到1.75V應當終止放電。所以，要正確使用電池應當對電池的充、放電電壓、電流和容量（電流和時間積分）進行檢測和控制，才能保證電池的長壽命。

各種不同化學機理的電池－鉛酸電池，鋰電池，鎳鎘電池，鋅－空氣和鎳氫（NiH）電池，無論那種，都具有自身的特性。所以你得花費一定時間去研究它們。最好的辦法是去找愿意和你緊密合作的制造商，并認真地聽取他們忠告。

1.3負載

開關電源供給各種不同的負載，各種負載都有自己的特性，負載對開關電源提出符合自己特性的要求。因此開關電源設計者必須了解負載特性，才能做好符合要求的電源。前面討論了蓄電池一般特性，如果開關電源作為充電器對電池充電。則開關電源必須具有恒流充電和浮充能力。這里不再討論。下面分別簡要說明其它負載要求

1.3.1計算機電源

現(xiàn)代計算機要求電源高速切換。現(xiàn)在許多計算機電源為3.3V，從數(shù)據(jù)庫調(diào)出數(shù)據(jù)，要求電源能適應30A/μs負載躍變。舉例來說，假定負載從零變化到7A，花的時間小于1μs。如果你的開關電源的帶寬20kHz，要變化到新的負載水平時間為1/20kHz＝50μs，假設電流上升是線性的，那么你尚缺少的電荷量是(7A/2)50μs=175μC，如果允許3.3V電壓波動是66mV，如果此瞬態(tài)能量由電容提供，你應當需要175μC/66mV=3mF才能避免電壓跌落超過允許值。

值得注意的是你不能用一個3300μF電容達到這個目的，而是應當用許多小電容并聯(lián)。這是因為母線上電壓跌落并不是變換器的帶寬限制，而是電容的ESR造成的。你需要最大ESR為66mV/7A＝9mΩ的電容。如果每個電容的ESR近似為100mΩ，需要11個電容并聯(lián)，最好選擇300μF的鉭電容。當然這種計算是假定變換器輸出到負載連線是無電感和電阻的，如果引線長，你就需要更高性能的電源。

在以上計算中另一個假定是變換器有足夠的大信號響應。穩(wěn)定性在以后詳細討論，但你必須確定滿足小信號響應誤差放大器的擺率(slewrate)也應當是足夠的，但這不總是正確的。變換器的大信號帶寬不能大于小信號帶寬，如果運放擺率較低，大信號帶寬可能比較小。

從以上的例子看到為使變換器體積減少，實質上是要變換器具有較寬帶寬和高速放大器。在今天的工業(yè)界，這是繼續(xù)推動開關電源向更高的開關頻率（帶寬不超過開關頻率的一半）的主要原因，某些變換器的工作頻率現(xiàn)在已達2MHz，帶寬100kHz。

1.3.2要求低噪聲

各種負載要求噪聲是不同的。例如蜂窩電話電源中射頻功率放大器要求低噪聲。變換器電源提供放大器柵極和漏極（放大器由FET構成）電壓，如果電源上有變換器開關頻率的紋波，那么放大器輸出也就有紋波，因為輸出功率由柵極和漏極電壓決定，通過改變這些電壓來控制輸出功率大小。而放大器輸出是射頻，紋波是載波頻率的邊帶。由于紋波被接收機作為信號解調(diào)產(chǎn)生的邊帶，所以很容易看到你不需要的紋波（諧波）。

有些情況就不一定。你的和提出要求的工程師研究研究，是否一定要很高的噪聲要求，并告訴他，噪聲要求越高，代價越大。

要滿足低噪聲的要求，應當考慮電感電流在輸出電容ESR上產(chǎn)生的峰峰值紋波和二極管及晶體管轉換產(chǎn)生的開關噪聲兩者的造成紋波。在要求非常低噪聲時，想用足夠大的濾波電感和多個電容并聯(lián)是不切實際的，一般在變換器輸出加后續(xù)線性調(diào)節(jié)器或外加濾波環(huán)節(jié)。

后續(xù)線性調(diào)節(jié)器決不是好的選擇，因為效率低。一般的辦法在主濾波器后面增加一級LC濾波器（圖1.2）。如果反饋從原來輸出電容端取回，主反饋保持原來的穩(wěn)定性，而與外加濾波無關。但外加的LC濾波是不可控制的，當階躍負載時將引起振鈴現(xiàn)象，破壞了引入附加濾波器的目的。

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如果將反饋包含外加濾波器，這將引入兩個額外的極點，這兩個極點要是處于低頻段，將引起變換器工作的不穩(wěn)定。一般取外加濾波器的諧振頻率為變換器帶寬的10倍，僅需要很小的相位補償處理（在以后詳細討論），同時仍然能給開關頻率適當?shù)厮p。一般電感取得較小，電容較大，減少變換nH到幾個μ小的MPP（皮莫合金磁粉芯）磁珠或鐵硅鋁磁芯，1匝輸出匯流條通過它即可。

如果你既要快速瞬態(tài)響應，又要低噪聲，那是最糟糕的變換器主附加濾波器

負載。那你得運用以上的技術，還得花費許多心血。

1.3.3電話

電話大約在100年前出現(xiàn)的，一直使用大量的鐵和銅，而不是半導體。它是由電話線供電，而不是電網(wǎng)供電，這就是為什么電燈不亮，而電話照樣暢通。電源距離在幾百米，圖1.2附加LC濾波獲得低噪聲輸出甚至幾千米以外，在電話和電源之間引入了較大電線電阻和

電感。

電話有三個不同的模式：既不通話又沒有振鈴，通話，待通。這三種狀態(tài)具有不同的特性，每種特性在每個國家也是不同的。

為了解驅動電話振鈴有多困難，拿出一些數(shù)據(jù)來考慮。在振鈴狀態(tài)，電話看起來像一個電感和電容串聯(lián)并用一個低頻正弦波電源驅動。此正弦波在電話端電壓最小40Vrms(美國)或35V（德國）。實際上，由于電源輸出在達到電話之前經(jīng)過不同阻抗分壓，需要的驅動電源電壓要高得多。美國近似7kΩ與8μF串聯(lián)，驅動電源是20Hz正弦波。而德國似乎是3.4kΩ與850nF串聯(lián)，用25Hz驅動。法國電話是大于2KΩ和小于2.2μF,可以用25Hz或50Hz驅動，取決于是差動（平衡）還是不對稱驅動。電話本身作為負載更是五花八門，阻抗由6kΩ～60kΩ，或更高。也不知道這些電話是怎樣電源供電，除非這個國家自行規(guī)定。甚至一個電源同時帶5個電話機。

1.3.4熒光燈

熒光燈是另一個特殊負載，用一個特殊的稱為鎮(zhèn)流器的電源驅動。燈管就有很多類型，不同長度燈管和環(huán)形燈管，冷陰極大臺燈，廣場照明的鈉燈等等。他們具有不同發(fā)光和電氣特性，但在他們之間重要的不同是否具有加熱燈絲。不需要燈絲的，僅需要兩根導線的稱為直接啟動燈管；如果有加熱燈絲，還需要增加兩根加熱燈絲導線稱為快速啟動燈管。因其他特性相同，這里僅討論有燈絲的熒光燈。

熒光燈管是充氣的例如充有氬氣和一滴水銀液體，水銀在工作時蒸發(fā)成氣體。玻璃管內(nèi)壁涂敷類似顯象管的熒光物質。工作時電壓通過氣體加在管兩端，燈管實際上有一個陰極和一個陽極，但加在燈管上是交流電，不必要區(qū)分正負。用交流可減少電極的電蝕。

必須有足夠的啟動電壓才能使燈管內(nèi)的氣體電離，也就是說電離形成等離子。等離子發(fā)出紫外線光，激發(fā)了涂敷在管內(nèi)壁的熒光物質轉變成可見光。它比利用高溫加熱發(fā)光的白熾燈發(fā)光效率高。

燈管內(nèi)的水銀是劇毒物質，請不要隨地將燈管打破，否則嚴重破壞環(huán)境。

當燈管關斷時，它呈現(xiàn)高阻抗，因為水銀是液體，需要高壓啟動。冷陰極型（即沒有燈絲）就需要一定時間高壓以后導通它。帶有燈絲需要加熱燈絲，應用數(shù)百毫秒時間加高壓，預熱大大地降低了燈管的壽命。由于早先電子鎮(zhèn)流器忽視這個問題，電子鎮(zhèn)流器業(yè)發(fā)展較慢。

在燈絲預熱加上高壓以后，燈管導通。一旦燈管導通，燈管近似像一個穩(wěn)壓管，如流過燈管的電流加倍，但燈管端電壓或許只變化10%。管子通過加倍的電流，當然亮度也加倍，壽命也因此降低。因此需要一個鎮(zhèn)流器，保持燈管亮度，同時使電壓、電流保持在燈管廠家規(guī)定的允許范圍之內(nèi)。

在導通狀態(tài)，燈絲仍然發(fā)熱，但已遠小于預熱時的功率。燈絲是電阻絲，可減少燈絲電壓減少發(fā)熱，而延長燈管壽命。

負載時各式各樣的，可見，不研究負載特性去做電源是不可能做好的。

1.4安全

研究、開發(fā)和使用電源，當然要與交流電網(wǎng)高壓打交道。常常碰到不僅是交流高壓（220V/380V），而且還要遇到300V/500V直流。因此使用和操作人員應當時刻注意到用電的人身安全。國際及各國都制定了電氣設備的安全標準。

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應當知道，觸電時是電流危及生命，而不是電壓。人體感覺到刺激的電流1mA，通過人體的電流達數(shù)十mA以上時，肌肉就產(chǎn)生收縮抽搐現(xiàn)象，使人體不能自己離開電線。將使心臟喪失擴張和收縮能力，直至死亡。但各人對電流的敏感程度相差較大。如表1.2所示。

究竟多大電流、多長時間造成死亡尚不明白。為防護觸電，許多國家規(guī)定允許觸電電流與時間的乘積為30mAS。各國規(guī)定允許觸電電壓如表1.3。

不管怎樣，應當注意安全問題。首先，應避免帶電操作。即轉接電路時，應當在斷電情況下接線。如果高于50V直流，應一只手接觸電路,一只手放在背后，避免電流經(jīng)一只手流經(jīng)心臟，再流過另一只手構成回路。

同樣的理由，對地通路表1.2

不導電。如果你的皮鞋橡膠底破了，就不必再穿了。男女男女男女不太痛苦在許多電源中，由電網(wǎng)有痛苦感輸入（220V或380V）直接10.5痛苦難忍，肌肉不自由整流濾波，或經(jīng)過PFC變換呼吸困難，肌肉收縮

輸出高壓直流提供DC/DC表1.3變換器。有時需要測量電路一般場所潮濕場所其它波形。你是否知道示波器的金屬外殼是接地德、澳65V日、瑞典25V移動設備25V(IEC)的？你是否還知道示波器輸入地與外殼是相英國55V法國24V德國24V（家畜）

連的？你是否還知道交流電網(wǎng)的中線、地線日、瑞士、法國、英國45V(住宅)瑞典50V(IEC)的連接方式？如果你不知道，就可能在測量

我國國家規(guī)定安全電壓12～50V，由有關規(guī)程和使用環(huán)境選操作被電擊或損壞被測電路元件。作者曾多用。航空30V次經(jīng)歷過這樣的事例：用示波器觀察直接由單相電網(wǎng)可控整流電路，而造成操作者觸電和燒毀可控硅整流器，還有甚至損壞了控制電路。其中一個是示波器與整流器同一交流電源供電，示波器雖然有三線插頭，但是配電電路地線與中線是相連的，這就造成示波器接地外殼將被測電路短路。從安全考慮，示波器必須三線制供電，即相、中和地－三線插頭。為了避免短路，示波器應當用一個變比為1:1的隔離變壓器隔離供電，這就避免了接觸任何高電位。即便如此，在檢測高于表2所示安全電壓的路時，也應當在斷電的情況下轉換測試點。

如果電路中直流高壓大電容，在斷電情況下，即使設置了放電電阻（一般在大電容上并聯(lián)大電阻），仍需等待一定時間，要確認電容電壓是否完全放電后，才能進行電路操作。

實驗室內(nèi)的桌面應當有絕緣墊，座椅最好不是導電材料。地面也應當良好絕緣。

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第二章拓撲實際選擇

2.1引言

在設計你的變換器前，你必須首先選擇電路拓撲。因為其它所有電路元件設計，像元件選擇，磁芯設計，閉環(huán)補償?shù)鹊榷既Q于拓撲。所以在設計開始之前，你得首先仔細研究所要開發(fā)的電源的要求和技術規(guī)范：輸入、輸出電壓，輸出功率、輸出紋波、電磁兼容要求等等，以保證選擇適當?shù)耐負洹?/p>

在電力電子技術教科書和開關電源書籍中只是概要地介紹幾個基本的拓撲，分別說明這些拓撲工作的基本概念，輸出與輸入關系，和對元器件基本要求等等，而很少或沒有指出該拓撲的長處和短處以及相應的應用場合。而在有關文獻中討論的拓撲就非常多，單就諧振變換器拓撲就有數(shù)百種。在如此眾多的拓撲中，實際看到經(jīng)常在產(chǎn)品中使用的拓撲只有大約14種。為何有如此巨大差距？一個很重要的因素是作為電源商品，成本(軍品另當別論)和質量作為第一目標。因此，選擇的電路拓撲應當考慮到電路復雜性和是否成熟，該拓撲可能使用的元器件定額和是否易購，制造是否需要高級技術人員、特殊的測試設備、元器件是否嚴格篩選等等，應當從整個電源產(chǎn)品效率、體積、成本以及技術條件和規(guī)范綜合因素考慮。因此盡管眾多研究者為了提高電源效率，減少體積研究如何減少開關損耗，提高開關頻率，提出如此多的拓撲，發(fā)明者申請了大量專利。這些拓撲和專利在理論上是有價值的，并存在應用的可能性，軟開關PWM和有源箝位等技術都是從研究諧振，準諧振變換器發(fā)展而來的。這些新拓撲和專利在某一方面提出了新的途徑和方法，但也會帶來某些方面的不足，作者和申請者不可能面面俱到。理論上先進就能做出最好產(chǎn)品，這是天真的想法。理論研究始終是探索性的，始終走在生產(chǎn)的前面；而產(chǎn)品是該領域研究最充分，經(jīng)過若干因素折衷的實踐產(chǎn)物。這也是理論研究與生產(chǎn)實際的差別。同時也是專利與生產(chǎn)力的距離。專利往往只是一個好主意（goodidea），只是在某一方面有獨創(chuàng)性，是否能轉變?yōu)楫a(chǎn)品那就時另一回事。如果為了將效率提高1％，而使得成本提高10％，這是任何廠商不愿意做的。因此很少專利轉變?yōu)樯a(chǎn)力就不足為奇了。但是在體積、重量要求嚴格而批量小的軍品則另當別論。

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖2.1示出了常用隔離的拓撲相對適用的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍等有關。一般情況下，對于給定場合你可以應用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應用是絕對地適用，因為產(chǎn)品設計還有設計者對某種拓撲的經(jīng)驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術人員要求、調(diào)試設備和人員素質、生產(chǎn)工藝設備、批量、軍品還是民品等等因素有關。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處和短處以及拓撲的應用領域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新電源設計的失敗。

2.2輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的

Buck，Boost共地變換器。這些電路結構簡單，元器

件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出

需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應當知道輸入電壓變

化范圍內(nèi)，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓？例

如，Buck變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的

場合，所以，輸出電壓應當在任何時候都應當?shù)陀?/p>

輸入電壓。如果你要求輸入24V，輸出15V，就可以采用Buck拓撲；但是輸入24V是從8V～80V(MIL－STD－704A），你就不能使用Buck變換器，因為Buck變換器不能將8V變換成15V。如果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用Boost拓撲。

如果輸出電壓與輸入電壓比太大（或太?。┦怯邢拗频?，例如輸入400V，要求輸出48V還是采用Buck變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調(diào)節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。

2.3開關頻率和占空比的實際限制

2.3.1開關頻率）圖2.1各種隔離拓撲應用電壓范圍

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源體積和重量最大的是磁性元件?，F(xiàn)代開關電源中磁性元器件占開關電源的體積（20%～30%），重量（30%～40%），損耗20%～30%。根據(jù)電磁感應定律有

U=NA?Bf

式中U－變壓器施加的電壓；N－線圈匝數(shù)；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作頻率。

B受磁性材料飽和限制。由上式可見，當U一定時，要使得磁芯體積減少，匝數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關電源出現(xiàn)以來無數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關電源頻率？非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

βPT=ηfαBm(1)

式中η－不同材料的系數(shù)；fBm－工作磁感應幅值。α和β分別為大于1的頻率和磁感應損耗指數(shù)。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應Bm使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大，效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越

差，大功率磁芯也限制開關頻率。I其次，功率器件開關損耗限制。以Buck變換器為例來

說明開關損耗。圖2.2是典型的電流連續(xù)Buck變換器功率

管電流電壓波形圖?？梢钥吹剑w管開通時，集電極電流上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關斷時，集電極電壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電流上升和下降都是線性的?？梢缘玫介_關損耗為

UI1UcIc[(tri+trv)+cc(tdi+tdv)]T22

UIf=cc(tr+td)2

式中tr=tri+trv－開通時電流上升時間與電壓下降時間之和；td=tdi+tdv－關斷時電壓上升時間與Ps=電流下降時間之和。一般tr+td<T/20。假定tr＝td＝ts－開關時間。則

Ps=UcIcfts

如果電流斷續(xù)，只有關斷損耗，開關損耗為

Ps=0.5UcIcfts

可見，開關損耗與頻率、開關時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關損耗少一半，但應當注意，在同樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續(xù)時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導通壓降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通過軟開關技術可以減少開關損耗，但請注意，軟開關總是利用LC諧振，諧振電流（或電壓）很大，諧振電流通過晶體管、電感L和電容C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率1～2％，但電路復雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用MOSFET開關的電源，功率在5kW以下，工作頻率一般在200kHz以下。BJT最高達50kHz。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET與IGBT（BJT）組合管最高也不超過100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大功率管需要更長的開關時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關時電流升降速率也增加了開關時間。可見，變換功率越大，允許開關頻率越低。

如果你聽說他的開關電源工作頻率可達幾個MHz，你得問問他的變換功率有多大？

2.3.2占空度

開關變換器的變換比（輸出電壓與輸入電壓比）太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比（開關導通時間與開關周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于8

0.5?？傊?，通用PWM控制IC0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也不保證占空比在0.05以下能以較小的損耗快速驅動MOSFET的柵極。

例如，開關頻率為250kHz，周期為4μs，如果占空比是0.1，MOSFET的導通時間僅為0.4μs，要是MOSFET的開通時間為0.1μs，關斷時間也為0.1μs，幾乎大部分導通時間被過渡時間“吃”掉了，損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制IC和高電流柵極驅動等等，只要不將占空比設計在最小0.1和最大0.8（對于0.5限制度變換器為0.45）之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調(diào)節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級與次級導線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為10:1,最小為1:10。要是你需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

2.4幾個輸出？

緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是1個輸出，Buck是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調(diào)節(jié)器得到另一個電壓，實際的例子是用Buck變換器產(chǎn)生5V輸出，再由線性調(diào)節(jié)器（或另一個開關）從5V輸入產(chǎn)生一個3.3V輸出。但相關的瞬態(tài)、噪聲、損耗應滿足要求。

最壞的情況下，設計多個獨立的變換器，而不是采用復雜的許多線圈的磁元件。在開始設計之前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制IC，但可能花幾十塊錢做那個復雜的多線圈磁元件。在設計之前，首先應權衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

2.5隔離

在設計前預先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范（以及EMI問題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有500V交流耐壓要求。你知道安全要求后，有些拓撲，像沒有隔離的Buck,Boost等等將排除在外。

2.6EMI

在設計開始時就要想到EMI問題，不要等到設計好了再考慮EMI。有些拓撲可能有許多成功地避免EMI問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導線，如單獨用電池供電，就沒有共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就容易濾波。

Buck變換器就是輸入電流斷續(xù)的一個例子，因為當開關打開時，輸入電流為零。Boost變換器的電感始終接在輸入回路中，但輸入電流是否連續(xù)取決于Boost是否工作在斷續(xù)還是連續(xù)。

作者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元件。

2.7BJT，MOSFET還是IGBT?

拓撲選擇與所能用的功率器件有關。就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。雙極型管的電壓定額可超過1.5kV，常用1kV以下，電流從幾mA到數(shù)百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,電流數(shù)A到數(shù)百A；IGBT電壓定額在500V以上，可達數(shù)kV，電流數(shù)十A到數(shù)kA。

不同的器件具有不同的驅動要求：雙極型晶體管是電流驅動，大功率高壓管的電流增益低，常用于單開關拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇MOSFET。

理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比MOSFET便宜。但是使用雙極型功率管就意味著開關頻率比MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓（380V）時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為難，如果采用雙極型管，你可以買到1500V雙極型管，而目前能買到MOSFET最大電壓為1000V，導通電阻比BJT大。當然，你可能考慮用IGBT，遺憾的是IGBT驅動雖然像MOSFET，而它的開關速

可見，低壓（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（數(shù)百瓦）開關頻率數(shù)百kHz。IGBT定額一般在500V以上，電流數(shù)十A以上，主要應用于調(diào)速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。工作頻率最高可達30kHz，通常在20kHz左右。因為導通壓降大，不用于100V以下。

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為了提高IGBT或BJT的開關速度，也可將MOSFET與

BJT或IGBT組合成復合管。圖2.3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT與50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相380V整流電感濾

波輸入（510V）雙端正激3kW通信電源中。導通時首先

驅動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極輸入電流，或因MOSFET導通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結

正偏，產(chǎn)生基極電流，導致集電極電流，通過比例驅動電

路形成正反饋，使得BJT飽和導通。當關斷時，首先關斷（a）

圖2.3.提高功率開關頻率MOSFET，發(fā)射結反偏，使得BJT迅速關斷。共基極頻率（a）IGBT與MOSFET并聯(lián)特性是共射極的β倍。提高了關斷速度。低壓MOSFET導（b）BJT與MOSFET串聯(lián)通電阻只有mΩ數(shù)量級，導通損耗很小。實際電路工作頻

率為50kHz。

MOSFET與IGBT并聯(lián)也是利用MOSFET的開關特性。要達到這一目的，應當這樣設計MOSFET和IGBT的驅動：開通時，PWM信號可同時或首先驅動MOSFET導通，后導通IGBT。IGBT零電壓導通。關斷時，先關斷IGBT，IGBT是零電壓關斷；在經(jīng)過一定延遲關斷MOSFET。MOSFET承擔開關損耗；在導通期間，高壓MOSFET導通壓降大于IGBT，大部分電流流過IGBT，讓IGBT承擔導通損耗。這種組合實際例子工作頻率50kHz，3kW半橋拓撲。

2.8連續(xù)還是斷續(xù)

電感(包括反激變壓器)電流（安匝）連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的某些時刻電流為零。電流（安匝）連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin（包括假負載），在周期的任何時刻電感都應當有電流流通。即

ILmin≥UoT(1?D)2L

其中T－開關周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。

在實際電源設計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種情況下，有時設置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題，應當仔細設計反饋補償網(wǎng)絡。

同步整流是一個例外。變換器應用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。

2.9同步整流

在現(xiàn)今許多低輸出電壓應用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機時間很長，將花費更多的電費。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術。即輸出整流采用MOSFET。當今可買到許多IC驅動芯片既能驅動場效應管，也能很好驅動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。這是因為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通（因為MOSFET可以在兩個方向導通）。運用同步整流，解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定）和保證連續(xù)的最小電感要求。

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關管在同步整流導通前關斷，反之亦然。如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即

輸入（或輸出）電壓將直接對地短路，而造成很高的損耗和可能導致失效。在兩個MOSFET關斷時間，電感電流還在流。通

常，MOSFET體二極管不應當流過電流，因為這個二極管恢復時間很長。如假定MOSFET截止時體二極管流過電流，當體二極管恢復時，它在反向恢復起短路作用，所

以一旦輸入（或輸出）到地通路，發(fā)生穿圖2.4(a)二極管整流變換器和(b)同步整流變換器通，就可能導致變換器失效，如圖2.4（b）10

所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與MOSFET的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應管截止時流過電流。（因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復時間與關斷前正向電流有關，所以這時可以忽略）

2.10電壓型與電流型控制

開關電源設計要預先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可以采用兩者之一。電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測電阻（損耗很大功率）或互感器（花費很多錢）檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是，如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應當考慮選擇那一種更好。

2.11結論

最好你在設計一個電源之前，應當預先知道你的電源工作的系統(tǒng)。詳細了解此系統(tǒng)對電源的要求和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各種考慮選擇拓撲：

1.升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓？如果不是，你就不能采用Buck或Buck/Boost.

2.占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于5嗎？如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它不要太大和太小。

3.需要多少組輸出電壓？如果大于1,除非增加后續(xù)調(diào)節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太多，建議最好采用幾個變換器。

4.是否需要隔離？多少電壓？隔離需要變壓器。

5.EMI要求是什么？如果要求嚴格，建議不要采用像Buck一類輸入電流斷續(xù)的拓撲，而選擇電流連續(xù)工作模式。

6.成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇BJT。如果輸入電壓高于500V，可考慮選擇IGBT。反之，采用MOSFET。

7.是否要求電源空載？如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題8。也可加假負載。

8.能采用同步整流？這可使得變換器電流連續(xù)，而與負載無關。

9.輸出電流是否很大？如果是，應采用電壓型，而不是電流型。

2.12拓撲選擇

現(xiàn)在從拓撲一般性討論到特定拓撲，假定你熟悉Buck類變換器，如圖2.5所示。用它代替這一類拓撲，集中在每種拓撲實際的困難，并圍繞這些困難解決的可能性。集中在能預先選擇最好拓撲,使你不至于花費很多時間設計和調(diào)試。

限制如一般考慮指出的，還要給Buck拓撲預先增加有許多限制1.雖然一個Buck變換器概念上很清楚沒有變壓器，只有一個

電感，這意味著不可能具有輸入與輸出隔離。2.Buck僅能降低輸入電壓，如果輸入小于要求的輸出，變換圖2.5Buck變換器a.Buck變換器器不能工作

3.Buck僅有一個輸出。如果你要由5V變?yōu)?.3V，這是好的。但除非愿意加第二個后繼調(diào)節(jié)器，像線性穩(wěn)壓器，你可以看到在許多多路輸出時這樣應用的。

4.雖然Buck可以工作在連續(xù)和斷續(xù)，但輸入電流總是斷續(xù)的。這意味著在晶體管截止的部分開關周期輸入電流下降到零。這使得輸入EMI濾波比其它拓撲需要的大。

柵極驅動困難

11

Buck的驅動十分麻煩。麻煩在于導通一個N－溝道MOSFET，柵極電壓至少要5V,或許大于輸入電壓10V（邏輯電路輸出分別為1V和5V）。但是你如何產(chǎn)生一個電壓高于輸入呢？這個問題最容易的方法應用P－溝道MOSFET，它正好能被柵極到地的信號驅動導通。遺憾的是P溝道MOSFET通常導通電阻RDS比N溝道大，而且價格貴。此外輸入電壓必須小于20V，以避免擊穿柵極，應用場合受到限制。實際這樣采用P溝道MOSFET：用一個下拉電阻，你通常得不到有效導通柵極的足夠的開關速度，最終你再實驗室折騰了幾天之后還是采用N溝道MOSFET。

N溝道MOSFET。o

圖2.6用耦合變壓器驅動Buck變換器

圖2.7驅動Buck變換器用浮動電源

驅動柵極普遍的方法是用一個柵極驅動隔離變壓器將柵極與驅動隔離開來（圖2.6）

隔離變壓器輸入端的電容避免當輸入邊高電平時的直流分量。次級電容和二極管恢復電壓單向性－否則在初級12V輸入，在次級成了±6V驅動。柵極電阻總是必須的（參看以后的討論），而柵－源電阻是放電通路：如果柵極由于某種原因停止開關，柵極最終截止。

實際應用：選擇柵極驅動的兩個電容至少大于柵極電容－記住此電容構成一個帶有電容的驅動器，因此你可以得到90%的驅動電壓。

雖然此驅動電路相當便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因為變壓器需要復位時間。

用一個獨立的電源，例如用推挽變換器產(chǎn)生一個相對于MOSFET源極的直流電壓，允許極快驅動柵極（圖2.7）。如果推挽變換器的電源是穩(wěn)壓的，它不需要閉環(huán)，固定占空度即可。你可以用一個驅動IC芯片，實現(xiàn)快速驅動MOSFET。但此電路還有些貴（你可以用一個555定時器形成50%占空度）。

你還需要一個信號浮動系統(tǒng)控制柵極。信號傳輸不應當有較大傳輸延遲，不要用像4N48這樣慢速光耦。為避免另外的變壓器，即使很高輸入電壓光耦HCPL2601系列有很好的傳輸特性，因為它具有優(yōu)良的dV/dt定額。

b.反激變換器類型

凡是在開關管截止時間向負載輸出能量的統(tǒng)稱為反激變換器。有兩類反激變換器－不隔離（圖

2.8）和隔離（圖2.9）反激變換器。為了避免名稱上的混淆，我們來說明其工作原理。

我們以一定占空度導通反激變換器的開

關，當開關導通時，輸入電壓加在電感上，使

得電流斜坡上升，在電感中存儲能量。當開關o斷開時，電感電流流經(jīng)二極管并向輸出電容以

及負載供電。

隔離的反激工作原理基本相似。在開關導

通時間，能量存儲在變壓器的初級電感中。注意同名端‘·’端，我們看到當開關截止時，

漏極電壓上升到輸入電壓，引起次級對地電壓上升，這迫使二極管導通，提供輸出電流到負

載和電容充電。

非隔離反激－Boost或Buck/Boost－只有一圖2.8非隔離反激(Boost)圖2.9隔離的反激變換器個輸出（沒有方法使它多于一個），輸出與輸變換器入不隔離。并且Boost輸出不能低于輸入電壓

12

－即使您完全關斷開關管，輸出等于輸入電壓（減去二極管壓降）。而Buck/Boost僅可輸出負壓（圖

2.10）。換句話說，反激僅可作為一個單線圈電感處理。

圖2.11非隔離的Buck/Boost變換器加在電感上，電流斜坡上升。當兩個開關截止時，陽極接地二13

極管導通，另一個二極管正激導通。作為Buck變換器。

第二種情況假定輸入電壓低于輸出電壓。接地晶體管現(xiàn)在作為升壓開關，第二個二極管作為反激整流器。再者，兩個開關同時導通，當導通時全部輸入電壓加在電感上。按照前面說明：在兩種情況下，不管Buck還是Boost，整個輸入電壓加在電感上。但這意味著對于兩種模式相同的控制電路，而且變換器不在兩種模式之間轉換。所以，環(huán)路穩(wěn)定性也是一目了然。

可見Buck–Boost綜合了Buck和Boost變換器。作為Buck變換器，它沒有輸入－輸出隔離，而且僅有一個輸出。作為一個Boost，有一個最大實際輸出功率。而且最終除非你用兩個MOSFET代替兩個（肖特基）二極管做成同步整流，否則效率比較低。但是要達到同步整流需要四個輸出的驅動（或許一個全橋PWMIC）。還有工作在整個輸入電壓范圍和控制這個拓撲的IC的出現(xiàn)使Buck-Boost拓撲可能有吸引力。

d.正激變換器

正激變換器(圖2.12)工作完全不同于電路相似的反激變換器。關鍵在于晶體管導通時，輸入電壓加在變壓器初級，輸出二極管正偏導通；而反激當晶體管截止時，二極管導通。因此能量不像反激那樣存儲在初級電感中。變壓器是真正意義上的變壓器。當晶體管截止時，僅存儲在變壓器漏感和激磁電感能量。這將使得漏極電壓高于輸入電壓，復位磁芯。

最小負載

正激變換器是那種需要一個最小負載的變換器。濾波電感需

要足夠大，以保證它的峰值紋波電流小于最小負載電流。否則將

出現(xiàn)斷續(xù)，輸出電壓上升，峰值檢測。這意味著正激變換器不能

工作在空載狀態(tài)，因為不能具有無限大電感。

隨直流偏置變化的電感，像Mpp磁芯是一個最好的選擇。

電感量隨電流增加而減少。在最小負載時，你得到的電感較大，

保持電流連續(xù)，而在最大負載時，你仍然具有足夠的電感，而又

不太大。你允許紋波電流隨著負載電流增加而增加，以至于不必

設計的電感體積大維持最大負載的全部電感。但是應當注意閉環(huán)

的穩(wěn)定性。因為變化的電感造成傳遞函數(shù)嚴重的非線性。

對付最小負載普通方法是加一個假負載永久接在輸出端，作為變換器的一部分。因此，即使外負載為零，因為有一個維持最小功率的電阻，變換器可維持連續(xù)狀態(tài)。當然這在外負載電流大于最小電流時消耗了一部分功率。

當實際負載增加時，可切斷假負載。通常，導致振蕩：假負載斷開，引起變換器進入斷續(xù)，又引起假負載接入；而變換器連續(xù)，引起假負載斷開，如此等等。假負載引起效率降低與采用大電感成本比較是否合算？

激磁電感

不像反激變換器用初級電感存儲能量，正激實際上是寄生激磁電感。當電流流過初級時，有能量存儲在激磁電感中LmI2/2和漏感中。當晶體管關斷時，此能量要有去處。最簡單的方法，你把它引到RC網(wǎng)路，要么引到晶體管本身，讓它擊穿。習慣的做法在變壓器上用一個附加線圈恢復能量。或用一個晶體管和電容構成有源箝位。不管如何恢復能量，這是令人討厭的事，并降低了效率。最好的方法是盡量漏感和增加激磁電感。

但是，變壓器設計時為盡量增加磁通密度擺幅，減少剩磁影響給磁芯加很小氣隙，這是與增大激磁電感使矛盾的。應當在兩者之間折衷。

總結

因為正激變壓器不存儲能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個電感，與輸出電容一起平滑電流。正激可直接構成500W或更大功率。該拓撲主要限制仍然是是否可買到達功率MOSFET。增加功率轉化為增加電流，并最終MOSFET損耗太大。此時，采用更多MOSFET分擔負載電流。高輸入電壓時可采用雙端正激，還可以輸出交錯并聯(lián)。

e.推挽（半橋，全橋）

推挽變換器拓撲如圖2.13和2.14所示。有兩類推挽變換器：電流型和電壓型。注意到它們之間的差別主要在于電流型輸入需要一個額外的電感（有時很大），但是不要輸出電感。而電壓型輸入沒有大電感，輸出必須有濾波電感。＋

o圖2.12基本正激變換器

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推挽兩只晶體管接地，而半橋不是。雖然上面提到有IC能驅動同步整流高端晶體管，但它們?nèi)陨缘陀谧畲箅娫措妷?。因為推挽和半橋是兩個晶體管，它們功率水平比單管高，常常意味著輸入電壓也高。驅動半橋要產(chǎn)生分離的浮動柵極驅動，這時而推挽肯定優(yōu)越的。

電壓型

電壓型推挽變換器如圖2.13所示。兩個晶體管加在帶有中心抽頭的變壓器上，它們相互相差180°交替導通。這并不意味著每次導通時間各占周期的50%，即兩個晶體管具有相同的占空比。

如果圖2.14中晶體管T1導通，T2關斷。注意到變壓器

“·”這一端輸入電壓加在變壓器半邊，所以加在截止晶體

管漏極上的電壓為2×Ui。晶體管T1導通，則正電壓加在二o極管D1上而導通，二極管D2截止。另一個晶體管鏡像工作，兩晶體管導通時間相同。如果Ui在開關周期內(nèi)是常數(shù)，

加在變壓器上伏秒總和為零，且磁芯對稱于零變化。這個變換器最大的問題是晶體管電壓定額高，至少是輸入最大電壓Ui的兩倍。如果由120V電網(wǎng)整流的輸入供電，

并電容濾波，峰值直流電壓為170V，晶體管至少需要2×

170V＝340V

意味著導通電阻RDson控制型可避免伏秒不平衡而造成的飽和。

電流型

電流型推挽變換器可以避免電網(wǎng)電壓十分敏感在電流型推

挽中排除了。因為在輸入電壓和變壓器之間有一個電感?，F(xiàn)在

當晶體管導通時，變壓器電流由電感電流控制，如圖2.14所

示。這種安排偏移偏移兩晶體管同時導通電感儲能，一個晶體

管導通輸出能量。變壓器類似互感器工作。

這個變換器的不足之處是增加了一個電感。因為此電感必

須通過變換器電流，并提供足夠的感抗，在開關周期像一個電

流源，做得很大（費錢）降低了變換器功率水平。o

圖2.14電流型推挽變換器

變壓器利用率

應當看到，上面討論的拓撲（反激，正激和Buck/Boost）僅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升到最大值，再返回到零，決不會達到負值。推挽利用磁性好些，因為磁芯磁通密度在正負兩個方向，這與單晶體管比較相同功率水平減少了磁芯尺寸。

f.諧振變換器和軟開關變換器

上世紀90年代至今，你可以看到很多文獻討論，每個都想采用它。目前這種時尚像流行歌曲已經(jīng)過去了。如果你真有耐心，或許你花幾個星期乃至幾個月去折騰一個諧振變換器。

與之相反，研究軟開關花費心思較少，且似乎更實際些，許多諧振變換器實際上是軟開關變換器。軟開關的另一個名稱是準諧振變換器。

諧振和軟開關變換器之間的差別

諧振變換器功率（電壓或電流）波形式正弦的。這通過電感和電容諧振來完成的，電容通常是寄生參數(shù)。當電壓或電流過零時開關，以保證幾乎沒有損耗的開關過渡。諧振變換器主要專利應用在高頻變換器中，這里開關損耗勝過開關的導通損耗。但是因為開關過渡取決于諧振網(wǎng)絡的頻率，實際變換器開關頻率是變化的，有時變化很大，與電網(wǎng)電壓和負載有關。

軟開關變換器介于諧振變換器和PWM變換器之間。所討論的任何拓撲適當加些元件都可做成軟開關。軟開關變換器總是恒定頻率工作，像PWM變換器，但是在開關周期的一部分諧振，以至于開關幾乎無損過渡。

為何你不必采用諧振變換器

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諧振變換器有許多問題。這些問題中至少有一個是開關頻率隨負載變化。事實上，這些變換器一般最低工作頻率發(fā)生在最大負載時，所以EMI濾波設計是最困難的也是低頻最大電流負載。這樣變換器，包括EMI設計工作在內(nèi)，通過高頻減少體積的優(yōu)點喪失了。如果以后有人關于諧振變換器可以達到100W/in3,你得問問他的功率密度是否包括噪聲濾波器。

另外，因為雜散電容作為諧振網(wǎng)絡一部分，更嚴重的問題發(fā)生了。由于器件之間參數(shù)分散性，這些決策幾乎不能工作。即使相同型號的器件由于來自不同的制造廠也存在差別。這些不同直接影響了工作頻率，從而影響輸出電容、EMI濾波等等。這些器件如增加外部電容并聯(lián)，使得寄生電容的改變相對不重要。遺憾的是這種方法增加了諧振網(wǎng)絡的周期，因此原先希望工作在高頻的愿望破壞了。為什么你應當采用軟開關變換器？

與諧振變換器相反，軟開關變換器工作在固定頻率，使得濾

波要求非常明確。軟開關諧振電容外接。因此裝置與裝置之間性＋

o

能可以再現(xiàn)。圖2.15示出了一個熟悉的標準的軟開關正激變換

器，波形如右。

開始，晶體管導通，漏極電壓為零。當晶體管關斷時，變壓

器初級電感與外加電容（與MOSFET源極－漏極電容并聯(lián)，但外部電容設計的遠大于MOSFET電容）形成振蕩回路。在完成

振鈴半周期以后，磁芯復位。L和C值決定振鈴頻率，以及磁芯

復位伏秒要求決定振鈴電壓多高。在半周期振鈴完成以后，因為圖2.15準諧振軟開關正激變換器現(xiàn)在沒有能量存儲在變壓器中，漏極電壓保持在輸入電壓。在晶

體管再次導通前，一直保持這種狀態(tài)。

這種變換器與諧振變換器主要區(qū)別是仍然保持脈寬調(diào)制，晶體管以恒頻開關。當然，電容和電感仍然要小心選擇。如果它們太大，（半）周期將超過開關周期，且磁芯不能復位。如果他們太小，在一個很短的時間內(nèi)得到磁芯復位的伏秒，漏極電壓太高。雖然如此，在變換器能正常工作范圍內(nèi)，雜散元件可以較大范圍變化。

可以開看到，當晶體管導通時，電容能量消耗在MOSFET中。如果電容足夠小，這可能不太壞。例如，如果電容是100pF,輸入電壓是50V，開關頻率是500kHz，僅由于電容引起的損耗為

P=100pF×(50V)×500kHz/2=63mW。

當然，盡管有時可以借用PWM芯片設計成同步整流，軟開關變換器不足之處是明顯缺乏控制它們的IC芯片?；蛟S將來軟開關控制IC成為普遍應用－那時，軟開關將成為最好的選擇。

g.復合變換器

任何兩級（在理論上可以更多）變換器串聯(lián)組成復合變換器。與兩級級聯(lián)變換器（例如PFC＋

DBuck，由160V直流輸入，后繼推挽電路（圖1.16所示）與之串連。Buck閉環(huán)產(chǎn)生近似固定電壓（如50V），例如推挽以固定周期降壓產(chǎn)生5V輸出。閉環(huán)檢測5V輸出電壓，用誤差信號控制Buck占空度。雖然推挽工作在開環(huán)(因為它以固定占空度開

關)，但實際上推挽級等效為控制環(huán)路中的一個增益

單元（在圖2.13中增益為1/10，即－20dB。）在兩級電路中，兩個變換器的有些元件可以分圖2.16用Buck-推挽復合達到大變比的變換器享，就是這個例子中Buck變換器的輸出濾波電容也是推挽變換器的輸入電容。可以想象，在有些電路中，電感可以分享。和諧振和軟開關變換器一樣，有大量變換器組合成復合變換器。不再一一列舉。

何時采用復合變換器

從以上的例子可以看到，當你要大幅度降壓或升壓時，復合變換器是很有用的。如上所述，PWM能得到的占空度以及你試圖得到變壓器變比有實際限制的。如果你需要電壓變化超過可能的限制，復合變換器大大擴展了可用的變換范圍。

當你需要十分大的變換比（輸入與輸出電壓比），又要求輸入輸出隔離時，可以采用復合變換器。對于困難的設計是兩條綜合在一起，但是通過分離功能，你可以使他們很容易。例如，讓前級變216

換器完成電壓變換，而后級變換器完成隔離，或許用1：1變壓器。因為第二級變換器總是工作在相同輸入電壓和相同輸出電壓，它的元件在這個狀態(tài)最佳，且效率最高。的確，這種復合變換器比單級變換器更有效，因為避免了同時解決大變換比和隔離的變壓器困難。

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第三章元件選擇

開關電源在選定電路拓撲以后，就要進行電路設計。根據(jù)技術規(guī)范計算電路參數(shù)，再根據(jù)電路參數(shù)選擇電路元器件。整個電路設計主要是正確選擇元器件。而元器件有各自的屬性：電壓、電流、功率以及時間參數(shù)。但在教科書中很難找到電路設計計算參數(shù)與元器件參數(shù)之間的關系，不知如何選擇恰當?shù)脑骷?。例如你計算出電阻上損耗是0.7W，你就選一個1W電阻。如果電路中電阻消耗的功率是1W的很短脈沖，并不需要1W定額的電阻。但是你怎樣確定一個0.5W或0.7W電阻就可以承受這樣的脈沖呢？

在開關電源中很多像這樣的元件選擇問題。這樣的問題一般是靠經(jīng)驗，或向有經(jīng)驗的人求教，當然查閱手冊是免不了的。這里介紹開關電源中常用元器件使用中的問題，以供讀者參考。

3.1電阻

電阻是最常用的電子元件，選擇時還應當注意如下事項。3.1.1電阻的類型

按電阻材料分，目前在電子電路中使用的電阻有碳質電阻、碳膜電阻、金屬膜電阻、金屬氧化膜電阻、線繞電阻、壓敏電阻和溫度電阻（PTC－正溫度系數(shù)，NTC－負溫度系數(shù)）。電阻的一般特性如表3.1所示

表3.1電阻阻值范圍和溫度特性

類型

固定碳膜電阻精密金屬膜電阻精密金屬氧化膜電阻

線繞電阻

貼片電阻水泥線繞電阻功率線繞電阻薄膜排電阻零歐姆跳線電位器

代號

功率范圍

阻值范圍

溫度系數(shù)

溫度系數(shù)

1Ω～22M1Ω～5.1M0.1Ω~150k0.01Ω~10k1Ω～10M

1206

0.01Ω~150k0.5Ω~150k10Ω～2.2M0Ω100Ω～1M

±2～5％～1350ppm/°C

±0.5～5％～100ppm/°C

100~300ppm/°C±1～5％

25~100ppm/°C±1～10％±1～5％±1～10％

±1～10％±1～5％±1～5％±20％

100~200ppm/°C20~300ppm/°C20~400ppm/°C100~250ppm/°C

200ppm/°C

碳值電阻使用最早，功率等級相同其體積比金屬膜電阻大，今天還比金屬膜貴。金屬膜電阻與碳值電阻具有相同的頻率相應。金屬氧化膜與金屬膜電阻相似，但溫度系數(shù)比較大。還有線繞電阻。尺寸從體積較小的1W電阻到1kW的可變電阻。這表3.2主要電阻選擇指南些電阻之所以稱

類型可能應用場合為線繞電阻是因為它是用高阻的碳值沒有限制，可用金屬膜電阻代替電阻絲繞成的，通常繞在一個瓷金屬膜一般應用，應用廣泛管上，可以想象為一個螺管線線繞（有感，滑線電阻）負載電阻圈，因此它具有一定的電感。它線繞（無感）用于高頻電流采樣，如開關電流波形也可用相等匝數(shù)相反方向繞，這分流器用于大電流采樣種線繞電阻具有很小的電感量，

通常稱為無感電阻。線繞電阻能PCB線當成本比精度更重要時用于電流采樣承受更大的脈沖功率。表3.2列出了各種電阻和應用場合。

各種電阻溫度系數(shù)不同，采樣電路不應當使用兩種不同類型的電阻。3.1.2電阻值與公差

電路設計時，有時你計算出電阻值為15.78kΩ，87.45Ω。這些怪異電阻值有標稱值嗎？實際上。電阻的標稱值近似以10進對數(shù)分布的，如1kΩ,10kΩ等。根據(jù)公差不同，有不同的10進電阻標稱

值。

表3.3公差為5％電阻標稱值

以前使用得最多的是公差5%的電阻。標稱值如表3.3所示，

1.11.21.31.41.51.6(1.7)1.8

例如標稱值1.2，表示1.2Ω，12Ω，120Ω,1.2kΩ，12kΩ,120k2.22.42.73.33.63.94.34.7

5.15.66.26.8(7.5)8.29.1Ω,1.2MΩ等等。但是，今天插件的1％電阻也比較便宜，并最容

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易買到。沒有理由不采用1％電阻。一般以色圈表示電阻的阻值、公差，有些還表示可靠程度。電阻色環(huán)意義如圖3.1所示。

產(chǎn)品設計時，采購人員希望元器件品種越少越好，同一標稱值元件越多，批量越大，成本越低。在小功率控制與保護電路中，如果沒有特殊要求而又對電路性能沒有明顯的影響，盡量采用相同的標稱值，這樣可降低電源成

本。如果你做一個分壓器（即電阻比），其中一個總可以采用10kΩ電阻。圖3.1電阻色碼意義在印刷電路板上可以應用多大電阻？實際上，最大阻1，2，3環(huán)色環(huán)黑棕紅橙黃綠蘭紫灰白值受印刷電路板兩點之間的絕緣電阻有關。特別是表面分別為0～9－數(shù)字環(huán)和方次。4環(huán)公差貼裝的元件，電阻引線端距離很近，嚴重時，兩端之間漏5％為金色，10％為銀色。1％，2％，3電流可能達到等效1～10MΩ電阻。因而，你如果要放％，4％分別為棕紅橙黃。5環(huán)表示一個100MΩ到電路中，它與漏電阻并聯(lián)，最終你只得1000小時損壞％，棕紅橙黃分別表示到1～10MΩ，而不是100MΩ。例如運算放大器的反饋1，0.1,0.01和0.001.電阻就有相似的問題。所以除了特殊要求，一般避免采用1MΩ以上電阻。如果一定要1MΩ以上電阻（例如從輸入電網(wǎng)取得偏置電流，又不希望電流太大）時，可以用多個1MΩ電阻串聯(lián)，以增加漏電距離。

3.1.3最大電壓

不管你信不信，電阻有最大電壓定額。它并不是功耗決定的，而是電阻可能引起電弧。當采用表面貼裝電阻時，這個問題特別嚴重，因為電阻兩端特別接近。如果電壓大于100V，應當檢查接近高壓的電阻的電壓定額。如果一個耐壓500V的電阻，可靠要求高時，只用耐壓的一般，通常采用兩個以上電阻串聯(lián)減少電阻電壓定額要求。

3.1.4功率定額

大家都知道不會讓1/4W電阻損耗1/2W。但什么是1/4W電阻？軍方為增加電阻可靠性，不允許電阻損耗大于額定功率的一半（不管碳值還是金屬膜）。為了滿足這個要求，電阻生產(chǎn)公司供給軍用的電阻自己減額，例如，不會讓軍用電阻損耗功率超過軍用電阻定額的70%。這就是說將1W電阻標為0.5W為此某些公司專門生產(chǎn)軍用型電阻（即RN55或RN60）總是減額50％。即實際1/2W的電阻他們叫做1/4W，完全搞糊涂了，外觀看起來像一個1/4W電阻，你還得仔細查看手冊是不是你需要的電阻。

我們讓1/4W電阻損耗0.25W，在手冊標明電阻能夠處理這個功率。然而，太熱了－線繞電阻定額工作溫度可能為270℃，根本不能觸摸，溫度太高，并產(chǎn)生較大數(shù)值漂移。

軍用電阻僅是穩(wěn)態(tài)工作定額的功率一半。

讓1W線繞電阻損耗僅1W功率，這種限制僅僅是穩(wěn)態(tài)（即許多秒或更長時間）要求。對于短時間，線繞電阻可以處理比額定功率大許多倍而不損壞。對于其它電阻類型電阻并不如此。你應當嚴格遵循其最大功率定額，盡管短時間沒有問題，例如100mW非線繞電阻損耗100mW功率持續(xù)100ms。

例子：有一個100ms短脈沖加在一個10Ω電阻上。功率P=(40V)2/10=160W，是不是需要200W的電阻？Dal提供選擇電阻的指南（表3.4）。運用這個表，首先我們計算進入到電阻的能量，E=P×t=160W×0.1s＝16J，然后能量除以電阻,E/R=16J/10=1.6J/Ω。從表的第一欄找到每Ω焦耳大于計算值的項：第一個是2.46J/Ω.向右找到大于10Ω的電阻是10.11Ω。再向上求得這可能是G-10電阻，它是10W較大富裕的容量。Dal指出，這只是對100ms脈沖且是線繞電阻有價值的。長脈沖應根據(jù)“短時過載”定額，而非線繞電阻取脈沖定額4倍于穩(wěn)態(tài)定額。

3.1.5可變電阻

可變電阻是實驗室可變功率電阻的一般名稱。功率范圍在數(shù)十瓦到1kW之間，作為可變電阻，可以用滑動臂短接部分線圈電阻，很明顯，如果用電阻的一半，也只能損耗一半功率。如果300W變阻器，一半電阻你不能讓它損耗大于150W的功率。實際上，你應當根據(jù)變阻器功率和阻值計算出變阻器允許的電流，只要允許電流不超過變阻器的電流限值，就大可不必擔心調(diào)節(jié)負載時燒壞變阻器。但是，在調(diào)試有時未必能注意到負載電流大小，仍有可能超過電阻功率限值，最好的解決辦法是與變阻器串連一個算好功率的固定電阻，這樣即使可變電阻調(diào)到零，也不會損耗太大。

3.1.6電阻的電感

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如上所述線繞電阻是有電感的，即使碳膜、金屬膜或金屬氧化膜等為增加阻值，通?？坛陕菪€增加電阻幾何長度，也是具有電感量的。小功率電阻一