一種多波寬帶多分量數(shù)據(jù)采集方法

一種多波寬帶多分量數(shù)據(jù)采集方法

1多波多分量地震勘探中的前饋單環(huán)、負(fù)反饋問(wèn)題隨著新地震勘探方法的應(yīng)用，以多波多分量為代表的新地震勘探方法提高了儲(chǔ)層預(yù)測(cè)的精度，并對(duì)數(shù)據(jù)采集的質(zhì)量提出了更高的要求。寬放數(shù)據(jù)采集逐漸成為地震勘探的發(fā)展趨勢(shì)（姚耀，2005；陳祖斌等，2006；孫龍德等，2013；馬生死等，2016）。地震資料的有效頻率越高，高頻信息越豐富，越有利于識(shí)別和巖石性質(zhì)。當(dāng)有效頻率達(dá)到100hz時(shí)，其波阻抗剖面可以區(qū)分5.6m波層，甚至是2m的薄存儲(chǔ)層。在高密度地震勘探中，當(dāng)頻率范圍從10.100hz擴(kuò)大到6.110hz時(shí)，不僅可以保證4.6m的薄互相層的精確成像，而且可以橫向區(qū)分10m的裂縫發(fā)育區(qū)（張曉斌等，2014）。受機(jī)器寬度的限制，傳統(tǒng)設(shè)備在高頻率下容易分解的能力（王翠芳等，2010；滕云田等，2016）。即使使用了108屯、428nm和uniq等設(shè)備，也會(huì)出現(xiàn)寬幅度誤差和有效信號(hào)丟失的現(xiàn)象。另一方面，山地環(huán)境復(fù)雜，地震波普遍受噪聲干擾，有效信號(hào)振幅和頻率帶的規(guī)模也會(huì)發(fā)生變化，這是不可避免的?？梢酝ㄟ^(guò)優(yōu)化觀測(cè)系統(tǒng)、濾波和數(shù)據(jù)校正來(lái)減少影響。另一方面，另一方面，由于設(shè)備（含檢波器）帶寬性能缺陷，有效信息（高頻）丟失也是限制多波多分量勘探效果的重要因素。傳統(tǒng)地震采集設(shè)備模數(shù)轉(zhuǎn)換(AnalogtoDigitalConverter,ADC)主要采用∑Δ型集成芯片,基于高過(guò)采樣率,可將量化噪聲控制在極低水平,代表芯片有ADS1255/1256、AD1555/7765和CS5371/5372.這類(lèi)芯片受輸出頻率影響較大,當(dāng)?shù)陀?00Hz時(shí),其噪聲頻譜密度可達(dá)-150dB,動(dòng)態(tài)范圍達(dá)131dB,但僅能保證40Hz以下信號(hào)有效采集(Gaoetal.,2016),一旦輸出頻率(采樣率)提高,過(guò)采樣率降低,噪聲整形受限,分辨率和動(dòng)態(tài)范圍就急劇下降.即便是TexasInstruments公司針對(duì)地震勘探推出的32位專(zhuān)用集成芯片ADS1281/1282,其SNR也僅能在采樣率為250Hz時(shí)達(dá)到130dB,實(shí)際有效精度仍?xún)H為24位,且每片高達(dá)32美元.在表層調(diào)查或薄儲(chǔ)層成像中,為提高地層分辨率,往往需要更充分的高頻信息,以小折射和微VSP為例,通常要求采樣率為4kHz或更高,這對(duì)∑Δ型集成芯片提出了極大挑戰(zhàn).由于傳統(tǒng)儀器性能缺陷,直接使用會(huì)導(dǎo)致部分高頻有效信息缺失,當(dāng)前實(shí)際多波多分量地震勘探效果一直不佳.為改善設(shè)備不足,研究人員提出了改進(jìn)型前饋單環(huán)、負(fù)反饋閉環(huán)(Geertsetal.,2000;Xuetal.,2012)和雙采樣(Luoetal.,2013)等多種措施,通過(guò)提高儀器內(nèi)部模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的調(diào)制模塊頻率或噪聲抵消數(shù)字邏輯電路性能,使帶寬缺陷有一定緩解.根據(jù)參考文獻(xiàn),“過(guò)采樣率”越高,輸出頻率越低,噪聲整形越明顯,因此追求高分辨率必然導(dǎo)致帶寬變窄,單純通過(guò)提高過(guò)采樣率對(duì)帶寬性能改善非常有限.也有學(xué)者提出頻域并行或時(shí)間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)(XuandDuan,2014),但前者受模擬濾波器影響較大,參數(shù)不易控制(BlackandHodges,1980;Kurosawaetal.,2001),后者器件失配又會(huì)導(dǎo)致轉(zhuǎn)換精度降低(陳祖斌等,2006).滕云田等(2016)利用多通道分級(jí)采集方法,實(shí)現(xiàn)了動(dòng)態(tài)范圍達(dá)157dB的天然地震觀測(cè)設(shè)備,但采樣率僅為50Hz,仍很難滿足寬頻地震勘探需求.寬頻數(shù)據(jù)采集是多波地震勘探的基礎(chǔ),直接影響“多種波場(chǎng)相互驗(yàn)證與補(bǔ)充”的實(shí)現(xiàn).本文給出一種利用積分器、高頻ADC、DAC和抽取濾波器構(gòu)成的低成本寬頻數(shù)據(jù)采集方案,通過(guò)二次整形和抽取濾波,實(shí)現(xiàn)精度和帶寬性能的整體提升.2環(huán)路濾波器、濾波數(shù)據(jù)的二次整形如圖1所示為一種寬頻數(shù)據(jù)采集示意圖,圖中積分器、ADC、DAC組成多位“調(diào)制器”,同抽取濾波器共同構(gòu)成信號(hào)采集通路.與單芯片數(shù)據(jù)采集不同,本方法利用高階積分電路和反饋DAC構(gòu)造環(huán)路濾波器,通過(guò)環(huán)路濾波,對(duì)原高頻ADC(∑Δ或其它)輸出數(shù)據(jù)二次整形,使量化噪聲進(jìn)一步減小,配合后級(jí)抽取濾波器,可實(shí)現(xiàn)更好的噪聲抑制(尚文明,2013;程成,2014).量化噪聲平均分布在整個(gè)采樣區(qū)間,通過(guò)調(diào)制器過(guò)采樣,有效頻帶內(nèi)的量化噪聲快速衰減,其信噪比和動(dòng)態(tài)范圍分別為其中N為量化位數(shù),f2.1階完全前饋單環(huán)調(diào)制器調(diào)制器是影響噪聲整形的關(guān)鍵部件,如圖2所示為多位調(diào)制器模型.輸入信號(hào)x(t)經(jīng)4階前饋積分器和高頻ADC,量化噪聲e(t)被加入,延遲一個(gè)采樣周期后,經(jīng)DAC反饋到輸入信號(hào).與多級(jí)MASH和高階單環(huán)反饋結(jié)構(gòu)不同,本調(diào)制器在單環(huán)反饋積分器前增加前饋通路,并取消輸出至第二、三、四級(jí)積分器的反饋回路,構(gòu)成四階完全前饋單環(huán)調(diào)制器.受前饋通路影響,輸入信號(hào)x(t)直接進(jìn)入高頻ADC,與前兩種結(jié)構(gòu)相比少了一個(gè)時(shí)間延遲,提高了對(duì)輸入信號(hào)的拾取能力(徐燦,2014;范文杰,2015),并減小相位失真,經(jīng)反饋回路后,與輸出信號(hào)y(t)相減,僅剩余量化噪聲e(t)通過(guò)積分器,量化電平ΔV=V從傳遞函數(shù)可知,輸入信號(hào)x(t)通過(guò)全通濾波器,量化噪聲e(t)通過(guò)高通濾波器,在有效信號(hào)頻帶內(nèi),輸入信號(hào)被保留,量化噪聲被調(diào)制到高頻段.由于噪聲傳遞函數(shù)具有“高通”特性,可以通過(guò)構(gòu)造高通濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)該模型.考慮阻帶衰減和過(guò)渡帶寬,本系統(tǒng)采用四階巴特沃斯濾波器.為保證積分器不出現(xiàn)飽和,并避免電容比例過(guò)大,利用系數(shù)a2.2明名等的篩選通過(guò)環(huán)路濾波,量化噪聲被調(diào)制到高頻段,但噪聲總功率仍保持不變,直接輸出并不能提高信噪比,必須對(duì)頻帶外量化噪聲濾除,降低輸出頻率,才能實(shí)現(xiàn)精度提高(楊明名等,2014;辛維等,2015).針對(duì)地震勘探的實(shí)際應(yīng)用需求,抽取濾波器主要指標(biāo)如表1所示.單一濾波器很難同時(shí)實(shí)現(xiàn)大倍數(shù)抽取和高阻帶衰減,通常采用多級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu).如圖3所示為一種抽取濾波器級(jí)聯(lián)模型.高頻數(shù)據(jù)流先經(jīng)過(guò)一個(gè)積分梳狀濾波器(CascadeIntegratorCombFilter,CIC),實(shí)現(xiàn)8倍抽取,產(chǎn)生64kHz數(shù)據(jù)流,后經(jīng)4級(jí)或5級(jí)半帶濾波器,分別產(chǎn)生4kHz和2kHz低頻數(shù)據(jù)流,最后分別通過(guò)FIR精細(xì)濾波器輸出.2.2.1疊檢系統(tǒng)的fpga為降低后級(jí)濾波器工作頻率,首級(jí)濾波器重點(diǎn)考慮抽取功能.對(duì)于L階調(diào)制器,為產(chǎn)生足夠大的量化噪聲衰減,CIC級(jí)聯(lián)數(shù)應(yīng)不低于L+1,鑒于調(diào)制器為4階,CIC級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)設(shè)置為5.由于CIC濾波器通帶具有衰減特征,誤差容限隨階數(shù)呈指數(shù)增長(zhǎng),過(guò)高的階數(shù)(抽取率)會(huì)導(dǎo)致通帶特性變差,本系統(tǒng)采用8階.對(duì)于512kHz的工作頻率,有效地震信號(hào)(主要集中在0～800Hz)通帶衰減僅為0.009dB,滿足誤差容限.如圖4所示為8階5級(jí)級(jí)聯(lián)積分梳狀濾波器的FPGA(FieldProgrammableGateArray)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu),其由工作在高頻區(qū)域的積分器和工作在低頻區(qū)域的差分器組成,中間為抽取器,抽取率為8.抽取器置于積分器和差分器之間,不但可以減少延遲單元數(shù)目,進(jìn)而降低邏輯資源消耗,而且還能大大降低差分器工作頻率.設(shè)輸入信號(hào)m2.2.2半帶濾波器參數(shù)CIC濾波器產(chǎn)生的64kHz數(shù)據(jù)流,直接進(jìn)行精細(xì)濾波則需要通帶非常窄、過(guò)渡帶非常陡的高階FIR濾波器,這樣的高階濾波器會(huì)引起較大的相位延遲,因此,進(jìn)行精細(xì)濾波之前,采用半帶濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)一步抽取.半帶濾波器主要完成過(guò)渡帶控制和阻帶衰減,其通帶特性比較平坦,濾波器系數(shù)有一半為零,在利用乘積相加實(shí)現(xiàn)時(shí),所需存儲(chǔ)濾波器系數(shù)的寄存器數(shù)量減半.由于前級(jí)CIC濾波器輸出速率為64kHz,至少需要4級(jí)半帶濾波器級(jí)聯(lián).如表2所示為各級(jí)半帶濾波器參數(shù),其中第5級(jí)為2kHz采樣率輸出專(zhuān)用,圖5為各級(jí)半帶濾波器頻率響應(yīng)圖.圖中K表示級(jí)數(shù),可見(jiàn)越靠后的半帶濾波器,過(guò)渡帶越短,階數(shù)越高.2.2.3濾波器設(shè)置及原理FIR濾波器可以設(shè)計(jì)為任意幅頻特性,具有嚴(yán)格的線性相位,作為該系統(tǒng)最后一級(jí),用于精細(xì)濾波.考慮地震信號(hào)主要能量集中在0～800Hz頻帶內(nèi),FIR濾波器1通帶截止頻率設(shè)置為800Hz,阻帶截止頻率為1200Hz,通阻帶紋波為0.001,FIR濾波器2通帶截止頻率設(shè)置為500Hz,阻帶截止頻率為800Hz,通阻帶紋波為0.001.如圖6所示為采用凱塞窗設(shè)計(jì)的FIR低通濾波器頻率響應(yīng).如圖6所示,低通濾波器1的3dB帶寬約為953Hz,階數(shù)為37,濾波器2的3dB帶寬約為616Hz,階數(shù)為25,由于采用線性相位輸出,濾波器1的相位延遲為4.6ms,濾波器2的相位延遲為6.25ms.3fpga系統(tǒng)及芯片的配置為測(cè)試方案性能指標(biāo),設(shè)計(jì)寬頻數(shù)據(jù)采集站BMWS-01,電路結(jié)構(gòu)如圖7.整個(gè)系統(tǒng)以FPGA和ARM控制器為核心,FPGA主要完成ADC、DAC時(shí)序控制以及抽取濾波,ARM控制器完成數(shù)據(jù)存儲(chǔ)和網(wǎng)絡(luò)通信.其中FPGA將ADC輸出數(shù)據(jù)抽取濾波后,通過(guò)SPI發(fā)送給ARM控制器,按標(biāo)準(zhǔn)格式存儲(chǔ).ARM系統(tǒng)為飛思卡爾i.MX6Q四核CotexA9平臺(tái),40nm工藝,最高運(yùn)行主頻1.2GHz,內(nèi)存2G,嵌入多媒體存儲(chǔ)卡(EmbeddedMultiMediaCard,eMMC)容量為8G,外擴(kuò)256GTF卡,集成千兆以太網(wǎng)、WiFi、USB等通信接口;FPGA選擇EP2C8Q208C8N,配置芯片為EPCS4SI8N,運(yùn)行主頻50MHz;高頻模數(shù)轉(zhuǎn)換器選擇為ADS8382,數(shù)模轉(zhuǎn)換器為DAC9881.為實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)輸出,ARM系統(tǒng)加載嵌入式Linux3.01操作系統(tǒng),運(yùn)行FTP采集服務(wù)器.系統(tǒng)集成GPS授時(shí)系統(tǒng),用于校準(zhǔn)RTC時(shí)鐘,使其可以應(yīng)用在無(wú)纜存儲(chǔ)式地震采集中.模擬信號(hào)調(diào)理電路為三路,可同時(shí)外接三個(gè)單分量檢波器或一個(gè)三分量檢波器.在FPGA控制下,由ADC輸出的高頻數(shù)據(jù)流,經(jīng)延遲處理送入數(shù)模轉(zhuǎn)換器1,后經(jīng)反饋至積分器,再次送入高速ADC.為實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)在線自檢,由FPGA產(chǎn)生正弦信號(hào)數(shù)字序列,通過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換器2和低通濾波器后,生成30Hz正弦波,經(jīng)阻抗匹配電路和多路選擇器,交由模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊處理.為全面測(cè)試系統(tǒng)性能,利用外部標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器,產(chǎn)生不同頻率、幅值的正弦波信號(hào),通過(guò)檢波器接口送入采集站,采集后按照標(biāo)準(zhǔn)格式存儲(chǔ)在FTP服務(wù)器中,遠(yuǎn)程終端(PC)通過(guò)以太網(wǎng)接口訪問(wèn)采集站,并進(jìn)行數(shù)據(jù)處理.3.1測(cè)試結(jié)果和討論利用外部高精度信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生頻率為100Hz、振幅為1V的正弦差分信號(hào),從檢波器接口輸入采集站,設(shè)置采樣率為2kHz和4kHz,分別測(cè)試其采集數(shù)據(jù)波形和功率譜密度.其中2kHz采樣率測(cè)試結(jié)果見(jiàn)圖8,4kHz采樣率測(cè)試結(jié)果見(jiàn)圖9.從輸出波形和功率譜密度圖可知,對(duì)于低于100Hz的中低頻信號(hào),其諧波失真(TotalHarmonicDistortion)均低于一135dB,甚至在2kHz采樣率時(shí)為—145dB,這已達(dá)或超過(guò)當(dāng)前同類(lèi)型集成模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片ADS1282在1kHz采樣率時(shí)的水平,可見(jiàn)通過(guò)二次整形,可以實(shí)現(xiàn)更有效的噪聲抑制.3.2等效噪聲測(cè)試等效噪聲影響系統(tǒng)分辨最小信號(hào)的能力,測(cè)試方法為將各通道檢波器輸入接口短路,分別采集2000點(diǎn)數(shù)據(jù),計(jì)算功率譜密度.如圖10為等效噪聲測(cè)試波形,其中(a)采樣率為2kHz,(b)采樣率為4kHz,其對(duì)應(yīng)的頻譜如圖11所示.根據(jù)等效噪聲計(jì)算公式,當(dāng)采樣率為2kHz時(shí),其等效噪聲約0.45μV,當(dāng)采樣率為4kHz時(shí),等效噪聲約0.85μV.3.3各通道失真度測(cè)試對(duì)各通道分別輸入頻率為100Hz,振幅依次增大的標(biāo)準(zhǔn)正弦信號(hào),測(cè)試其各通道失真度.經(jīng)測(cè)試,當(dāng)輸入信號(hào)振幅小于4.8V時(shí),其失真度小于—102dB,當(dāng)振幅超過(guò)4.8V時(shí),其輸出信號(hào)質(zhì)量快速變差,出現(xiàn)限幅失真,可以認(rèn)為4.8V為儀器最大不失真輸入信號(hào)值V3.4線性試驗(yàn)從線性度誤差曲線可以看出,測(cè)量直流信號(hào)誤差分布在正負(fù)2mV之間,考慮直流信號(hào)發(fā)生器誤差為1mV,實(shí)際非線性度誤差小于1mV.3.5系統(tǒng)總體性能分析通過(guò)前面各項(xiàng)指標(biāo)測(cè)試和與同類(lèi)集成芯片方案指標(biāo)對(duì)比可知,通過(guò)構(gòu)造環(huán)路濾波器,可將低精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出噪聲再次推向高頻,配合多級(jí)抽取濾波器,可實(shí)現(xiàn)更高精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換和更寬的頻帶特征.盡管如此,這種以設(shè)計(jì)復(fù)雜度換取性能指標(biāo)提高的方法仍然存在一些缺陷.首先模數(shù)轉(zhuǎn)換部分采用非常復(fù)雜的積分電路和環(huán)路濾波器,相比單一集成芯片,功耗成倍增加,單通道模數(shù)轉(zhuǎn)換部分功耗約150mW,采集站整體功耗為1.2W,功耗上仍然具有優(yōu)化空間.其次是FIR濾波器相位延遲,考慮地震采集對(duì)“高保真”的要求,本設(shè)計(jì)濾波器統(tǒng)一采用線性相位輸出,其相位延時(shí)與頻率無(wú)關(guān),雖無(wú)相位失真,但濾波器群延遲較大,其在2kHz輸出頻率時(shí)為6.25ms,4kHz輸出頻率時(shí)為4.6ms.另外,在實(shí)際電路設(shè)計(jì)過(guò)程中,參考電源紋波、電源噪聲、以及調(diào)制器工作時(shí)鐘抖動(dòng)等都可能引入不同程度的系統(tǒng)噪聲,因此在各元器件選擇上需盡量選擇精密電阻、電容、低噪聲運(yùn)放和高線性度ADC、DAC,并注意旁路電容和電源濾波器的應(yīng)用,這增加了電路設(shè)計(jì)難度.從成本上說(shuō),采用ADS1281/1282專(zhuān)用高精度集成芯片解決方案,僅三分量采集站模數(shù)轉(zhuǎn)換這一模塊,至少需要3組芯片,包括參考電源、振蕩器在內(nèi)的所有硬件,總計(jì)成本約200美元,而本設(shè)計(jì)所采用電路雖然較為復(fù)雜,但都屬于常規(guī)芯片,包括FPGA系統(tǒng)在內(nèi),總計(jì)成本約120美元,還是具有極大的市場(chǎng)推廣價(jià)值.經(jīng)第三方機(jī)構(gòu)檢測(cè),最終實(shí)現(xiàn)的多波寬頻采集站部分參數(shù)與同類(lèi)儀器對(duì)比如表3.4觀測(cè)系統(tǒng)參數(shù)如圖13為西南某油氣田勘探工地實(shí)測(cè)數(shù)據(jù),其中左圖(a)為Sercel428XL系列設(shè)備的采集數(shù)據(jù),檢波器(采集站)采用DSU3,集成三分量MEMS傳感器,響應(yīng)頻帶為0～800Hz,檢波器動(dòng)態(tài)范圍為120dB.右圖(b)為本采集站BMWS-01系統(tǒng)采集數(shù)據(jù),檢波器由三組正交MEMS傳感器SF1600S組合而成,響應(yīng)頻帶為0～1500Hz,動(dòng)態(tài)范圍為117dB(0～100Hz).從原始記錄數(shù)據(jù)可以看出,相比傳統(tǒng)設(shè)備,本系統(tǒng)反射波同相軸更加清晰,且能分辨更多的薄層反射信息.圖14為不同設(shè)備采集數(shù)據(jù)的頻譜分布,其中藍(lán)色為常規(guī)設(shè)備采集數(shù)據(jù)頻譜分布,紅色為本系統(tǒng)頻譜分布.從頻譜對(duì)比圖可以看出,本系