UC3844在反激開關(guān)電源中的設(shè)計及分析

1、0 引言隨著現(xiàn)代科技的飛速發(fā)展，功率器件也不斷更新，PWM技術(shù)的發(fā)展也日趨完善，開關(guān)電源正朝著小、輕、薄的方向發(fā)展。由于反激變換器具有電路拓撲簡單、輸入電壓范圍寬、輸入輸出電氣隔離、體積重量小、成本低、性能良好、工作穩(wěn)定可靠等優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于實際變換器設(shè)計中。以前大多數(shù)開關(guān)電源采用離線式結(jié)構(gòu)，一般從輔助供電繞組回路中通過電阻分壓取樣，該反饋方式電路簡單，但由于反饋不是直接從輸出電壓取樣，沒有與輸入隔離，抗干擾能力也差，所以輸出電壓中仍有2的紋波，對于負載變化大和輸出電壓變化大的情況下響應(yīng)慢，不適合精度較高或負載變化范圍較寬的場合。下面的設(shè)計采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431配合光耦構(gòu)成反饋回

2、路，達到了更好的穩(wěn)壓效果。1 UC3844芯片的介紹UC3844是美國Unitrode公司生產(chǎn)的一種高性能單端輸出式電流控制型脈寬調(diào)制器芯片，由該集成電路構(gòu)成的開關(guān)穩(wěn)壓電源與一般的電壓控制型脈寬調(diào)制開關(guān)穩(wěn)壓電源相比具有外圍電路簡單、電壓調(diào)整率好、頻響特性好、穩(wěn)定幅度大、具有過流限制、過壓保護和欠壓鎖定等優(yōu)點。其內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。該芯片的主要功能有：內(nèi)部采用精度為20的基準電壓為500V，具有很高的溫度穩(wěn)定性和較低的噪聲等級；振蕩器的最高振蕩頻率可達500kHz。內(nèi)部振蕩器的頻率同腳8與腳4間電阻Rt、腳4的接地電容Ct的關(guān)系如式(1)所列，即其內(nèi)部帶鎖定的PWM(Pulse Width

3、Modulation)，可以實現(xiàn)逐個脈沖的電流限制；具有圖騰柱輸出，能提供達1A的電流直接驅(qū)動MOSFET功率管。2 電源的設(shè)計及穩(wěn)壓工作原理單端反激變換器，所謂單端，指高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側(cè)，并且只有一個輸出端；反激式變換器工作原理，當加到原邊主功率開關(guān)管的激勵脈沖為高電平使MOSFET、開關(guān)管導通時，整流后的直流電壓加在原邊繞組兩端，此時因副邊繞組相位是上負下正，使整流二極管反向偏置而截止，磁能就儲存在高頻變壓器的原邊電感線圈中；當驅(qū)動脈沖為低電平使MOSFET開關(guān)管截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，使副邊繞組相位變?yōu)樯险仑?，則整流二極管正向偏置而導通，此后儲存在變壓器中

4、的磁能向負載傳遞釋放。圖2中MOSFET功率開關(guān)管的源極所接的R12是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入UC3844的腳3，構(gòu)成電流控制閉環(huán)。當腳3電壓超過1V時，PWM鎖存器將封鎖脈沖，對電路啟動過流保護功能；UC3844的腳8與腳4間電阻R16及腳4的接地電容C19決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，由于UC3844內(nèi)部有個分頻器，所以驅(qū)動MOSFET功率開關(guān)管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半；圖3中變壓器原邊并聯(lián)的RCD緩沖電路是用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓。變壓器副邊整流二極管并聯(lián)的RC回路是為了減小二極管反向恢復期間引起的尖峰。MOSFET功率管旁邊的R

5、CD緩沖電路是為了防止MOSFET功率管在關(guān)斷過程中承受大反壓。緩沖電路的二極管一般選擇快速恢復二極管，而變壓器二次側(cè)的整流二極管一般選擇反向恢復電壓較高的超快恢復二極管。電路的反饋穩(wěn)壓原理：(輸出電壓反饋電路如圖4所示)，當輸出電壓升高時，經(jīng)兩電阻尺R6、R7分壓后接到TL431的參考輸入端(誤差放大器的反向輸入端)的電壓升高，與TL431內(nèi)部的基準參考電壓25 V作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦集射極動態(tài)電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844的腳1的電平變低，經(jīng)過內(nèi)部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復位，

6、或非門輸出變低，于是關(guān)斷開關(guān)管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET功率管的導通時間，于是傳輸?shù)酱渭壘€圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網(wǎng)電壓或負載變化的影響，達到了實現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。此設(shè)計中，輸出電壓通過兩電阻分壓并經(jīng)TL43 1的內(nèi)部誤差放大器后，經(jīng)過光耦接UC3844的誤差放大器的腳1，而反向輸入端腳2直接接地，輸出電壓反饋直接聯(lián)接到腳1，而不是腳2，略過了UC3844的內(nèi)部誤差放大器，這使得電源的動態(tài)響應(yīng)更快，因為放大器用作信號傳輸時有一定的傳輸時間，輸出與輸入并不是同時建立，不用UC3844內(nèi)部誤差放大器，把反饋信號的傳輸縮短了

7、一個放大器的傳輸時間，從而電源的動態(tài)響應(yīng)更快。3 電源的參數(shù)設(shè)計及損耗分析31 變壓器原邊電感設(shè)計311 MOSFET開關(guān)管工作的最大占空比Dmax式中：Vor為副邊折射到原邊的反射電壓，當輸入為AC 220V時反射電壓為135V；VminDC為整流后的最低直流電壓；VDS為MOSFET功率管導通時D與S極間電壓，一般取10V。312 變壓器原邊繞組電流峰值IPK變壓器原邊繞組電流峰值IPK為式中：為變壓器的轉(zhuǎn)換效率；Po為輸出額定功率，單位為W。313 變壓器原邊電感量LP式中：Ts為開關(guān)管的周期(s)；LP單位為H。314 變壓器的氣隙lg式中：Ae為磁芯的有效截面積(cm2)；B為磁芯工

8、作磁感應(yīng)強度變化值(T)；Lp單位取H，IPK單位取A，lg單位為mm。32 變壓器磁芯反激式變換器功率通常較小，一般選用鐵氧體磁芯作為變壓器磁芯，其功率容量AP為式中：AQ為磁芯窗口面積，單位為cm2；Ae為磁芯的有效截面積，單位為cm2；Po是變壓器的標稱輸出功率，單位為W；fs為開關(guān)管的開關(guān)頻率；Bm為磁芯最大磁感應(yīng)強度，單位為T；為線圈導線的電流密度，通常取200300Acm2，是變壓器的轉(zhuǎn)換效率；Km為窗口填充系數(shù)，一般為0204；KC為磁芯的填充系數(shù)，對于鐵氧體為10。根據(jù)求得的AP值選擇余量稍大的磁芯，一般盡量選擇窗口長寬之比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可以減

9、少漏感。33 變壓器原副邊匝數(shù)331 變壓器原邊匝數(shù)NP式中：B為磁芯工作磁感應(yīng)強度變化值(T)，Ae單位為cm2，Ts單位為s。332副邊匝數(shù)Ns式中：VD為變壓器二次側(cè)整流二極管導通的正向壓降。34 功率開關(guān)管的選擇開關(guān)管的最小電壓應(yīng)力UDS一般選擇DS間擊穿電壓應(yīng)比式(9)計算值稍大的MOSFET功率管。35 變壓器損耗351 繞組銅耗計算繞組電阻值R為式中：MUT為平均每匝導線長度(cm)；N為導線匝數(shù)；為20時導線每cm的電阻值()。繞組銅耗PCU為原、副邊繞組電阻值可通過式(10)求出，當求原邊繞組銅耗時，電流用原邊峰值電流IPK來計算；求副邊繞組銅耗時，電流用輸出電流Io來計算。

10、352 磁芯損耗磁芯損耗取決于工作頻率、工作磁感應(yīng)強度、電路工作狀態(tài)和所選用的磁芯材料的性能。對于雙極性開關(guān)變壓器，磁芯損耗PC為式中：Pb為在工作頻率、工作磁感應(yīng)強度下單位質(zhì)量的磁芯損耗(Wkg)；Gc為磁芯質(zhì)量(Kg)。對于單極性開關(guān)變壓器，由于磁芯工作于磁滯回線的半?yún)^(qū)，所以磁芯損耗約為雙極性開關(guān)變壓器的一半。變壓器總損耗為總銅耗與磁芯損耗之和。4 實驗結(jié)果及波形實驗具體參數(shù)要求如下：輸入單相AC 220V(180240V)，輸出電壓為24V，輸出額定功率為72W，開關(guān)頻率為20kHz。實驗結(jié)果如表1所列。圖5為AC 220V輸入且滿載時MOSFET功率管驅(qū)動波形及電流檢測電阻端電壓波形，圖6為220V輸入時滿載輸出電壓波形，圖7為AC 220V輸入時MOSFET功率管的DS極間電壓波形。從表1及波形可以看出輸出電壓平均值為24V，電壓調(diào)整率小于01，負載調(diào)整率最大為04?？梢姡琔C3844的腳6產(chǎn)生的方波直接驅(qū)動MOSFET功率管，實現(xiàn)了PWM控制。此設(shè)計電源的穩(wěn)定性能較高，但從波形看出電流檢測電阻端電壓波形有尖峰，說明MOSFET功率管開關(guān)瞬間對變壓器還有一定的沖擊。5 結(jié)語電流控制型PWM芯片UC3844是一種高性能的固定頻率電流型控制