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文檔簡介

1、1. 共模抑制比KCMR為有限值的情況集成運放的共模抑制比為有限值時,以下圖為例討論。 VP=ViVN=Vo 共模輸入電壓為: 差摸輸入電壓為: 運算放大器的總輸出電壓為:vo=AVDvID+AVCvIC閉環(huán)電壓增益為:   可以看出,AVD和KCMR越大,AVF越接近理想情況下的值,誤差越小。 2.輸入失調電壓VIO       一個理想的運放,當輸入電壓為0時,輸出電壓也應為0。但實際上它的差分輸入級很難做到完全對稱。通常在輸入電壓為0時,存在一定的輸出電壓。解釋一:在室溫25及標準電源電壓

2、下,輸入電壓為0時,為使輸出電壓為0,在輸入端加的補償電壓叫做失調電壓。解釋二:輸入電壓為0時,輸出電壓Vo折合到輸入端的電壓的負值,即VIO=- VO|VI=0/AVO輸入失調電壓反映了電路的對稱程度,其值一般為±110mV3.輸入偏置電流IIB      BJT集成運放的兩個輸入端是差分對管的基極,因此兩個輸入端總需要一定的輸入電流IBN和IBP。輸入偏置電流是指集成運放輸出電壓為0時,兩個輸入端靜態(tài)電流的平均值。      輸入偏置電流的大小,在電路外接電阻確定之后,主要取決于運

3、放差分輸入級BJT的性能,當它的值太小時,將引起偏置電流增加。偏置電流越小,由于信號源內阻變化引起的輸出電壓變化也越小。其值一般為10nA1uA。4.輸入失調電流IIO在BJT集成電路運放中,當輸出電壓為0時,流入放大器兩輸入端的靜態(tài)基極電流之差,即IIO=|IBP-IBN|由于信號源內阻的存在,IIO會引起一個輸入電壓,破壞放大器的平衡,使放大器輸出電壓不為0。它反映了輸入級差分對管的不對稱度,一般約為1nA0.1uA。 5.輸入失調電壓VIO、輸入失調電流IIO不為0時,運算電路的輸出端將產生誤差電壓。      設實際的等效電路

4、如下圖大三角符號,小三角符號內為理想運放,根據VIO和IIO的定義畫出。 為了分析方便,假設運放的開環(huán)增益AVO和輸入電阻Ri均為無限大,外電路電阻R2=R1|Rf,利用戴維南定理和諾頓定理可得兩輸入端的等效電壓和等效電阻,如下圖所示 則可得同相輸入端電壓 反向輸入端電壓 因AVO,有VPVN,代入得Vo=(1+Rf/R1)VIO+IIB(R1|Rf-R2)+ IIO(R1|Rf+R2)當取R2=R1|Rf時,由輸入偏置電流IIB引起的輸入誤差電壓可以消除,上式可簡化為Vo=(1+Rf/R1)(VIO+IIOR2)可見,1+Rf/R1 和R2越大,VIO和IIO引起的輸出誤

5、差電壓越大。當用作積分運算時,用1/(sC)代替Rf,輸出誤差電壓為vo(s)=1+1/( sC R1)VIO(s)+IIO(s)R2當VIO和IIO隨時間變化時,即有 由此式可以看出,積分時間常數(shù)=R1C越小或積分時間越長,VIO和IIO引起的輸出誤差電壓越大。在理想情況下,VIO和IIO都為0時,輸出誤差電壓也為0??梢栽谳斎爰壖右徽{零電位器,或在輸入端加一補償電壓或補償電流,以抵消VIO和IIO的影響。問題分析:       實施電壓測量時,一般要求測量儀器(電壓表)的內阻要遠高于被測電路檢測點的阻抗,這樣才能得到比較

6、準確的測量結果。運算放大器具有極高的輸入阻抗和電壓增益,其輸入端信號極其微弱。通常與輸入端相連接的電阻阻值都很大(102 103 K),這個阻值已經和模擬式電壓表的內阻在同一個數(shù)量級,電壓表的接入顯然會改變電路的工作狀態(tài),即使是數(shù)字式電壓表(內阻 M級),也無法在如此高的阻抗下準確測量。 測量方法:      測量運算放大器電路的靜態(tài)工作點,一般都避免直接測輸入端,只測量輸出端直流電壓,由輸出端電壓可推算出輸入端電壓, 推算方法如下: 工作于線性模式(有反饋電阻Rf)時,輸出端靜態(tài)電位與兩個輸入端靜態(tài)電位相等,即:Vo=V+=V-;

7、工作于非線性模式(無反饋電阻Rf)時,輸出電壓只有兩個離散值(高電位Vh 和地電位Vl):當 V+V-時,Vo=Vh;當 V+V-時,Vo=Vl,其中Vh 的數(shù)值接近正電源供電電壓Vcc,Vl 接近負電源供電電壓Vdd(單電源供電時為零電位),具體數(shù)值因運算放大器型號不同略有區(qū)別。單電源運算放大器的偏置與去耦電路設計目前在許多手持設備、汽車以及計算機等設備只用單電源供電,但是單電源容易出現(xiàn)不穩(wěn)定問題,因此需要在電路外圍增加輔助器件以提高穩(wěn)定性。在電路圖1中展示了單電源供電運算放大器的偏置方法,用電阻RA與電阻RB構成分壓電路,并把正輸入端的電壓設置為Vs/2。輸入信號VIN是通過電容耦合到正輸

8、入端。在該電路中有一些嚴重的局限性。         首先,電路的電源抑制幾乎沒有,電源電壓的任何變化都將直接通過兩個分壓電阻改變偏置電壓Vs/2,但電源抑制的能力是電路非常重要的特性。例如此電路的電源電壓1伏的變化,能引起偏置電路電壓的輸出Vs/2變化0.5伏。該電路的電源抑制僅僅只有6dB,通過選用SGM8541運算放大器可以增強電源抑制能力。   圖1:單電源供電運算放大器的偏置方法。其次,運算放大器驅動大電流負載時電源經常不穩(wěn)定,除非電源有很好的調節(jié)能力,或有很好的旁路,否則大的電壓波動將回饋到電

9、源線路上。運算放大器的正輸入端的參考點將直接偏離Vs/2,這些信號將直接流入放大器的正輸入端。   表1:適用于圖2的典型器件值。在應用中要特別注意布局,多個電源旁路電容、星形接地、單獨的印制電源層可以提供比較穩(wěn)定的電路。 偏置電路的去耦問題 解答這個問題需要改變一下電路。圖2從偏置電路的中間節(jié)點接電容C2,用來旁路AC信號,這樣可以提高AC的電源抑制,電阻RIN為Vs/2的基準電壓提供DC的返回通路,并且為AC輸入提供了交流輸入阻抗。   圖2:接電容C2來旁路AC信號,提高AC的電源抑制。這個偏置電路的-3dB帶寬是通過電阻RA、RB與電容C2構成的

10、并且等于   此偏置電路當頻率在30Hz以內時,沒有電源抑制的能力,因此任何在電源線上低于30Hz的信號,能夠輕易地加到放大器的輸入端。一個通常解決這個問題的方法是增加電容值C2,它的值需要足夠的大,以便能有效地旁路掉偏置電路通頻帶以內的全部噪聲。然而在這里比較合理的方法是,設置C2與偏置電路連接點的帶寬是十分之一的信號輸入帶寬,參見圖2。   表2:電路圖3和4的一些齊納二極管與Rz電阻值的關系在有些運算放大器中輸入偏置電流比較大是需要考慮的,由于放大器偏置電流的影響,偏置分壓電路的分壓點將偏離Vs/2,影響了放大器的靜態(tài)工作點。為了使放大器的靜態(tài)工作

11、點盡量靠近Vs/2,需要增加平衡電阻,見電路圖2。在這個電路中運算放大器選用的是SGM8541,該放大器的輸入偏置電流在常溫下只有1-2個皮安,幾乎為零,因此可以不考慮輸入偏置電流帶來的誤差。但如果工作在非常寬的溫度范圍(-20-80),在放大器的正負輸入端加平衡電阻能很好地阻止輸入帶來的誤差。   圖3:齊納二級管偏置電路。設計單電源運算放大器電路,需要考慮輸入偏置電流誤差、電源抑制、增益、以及輸入與輸出線路帶寬等等。然而普通的應用設計是可以通過查表來獲得,見表1。在單電源電壓為15V或12V時偏置分壓的兩個電阻通常選用100k,這樣可以在電源消耗與輸入偏置電流誤差之間合

12、理的折中。5V單電源偏置分壓電阻減小到一個比較低的值,例如42k。還有些在3.3V應用中偏置分壓電阻選在27k左右。 齊納二級管偏置電路   表3:電路參數(shù)及期間參數(shù)選擇。雖然電阻偏置電路技術成本很低,并且始終能保持運放輸出控制在Vs/2,但運放的共模抑制能力完全依靠RA/RB與C2構成的RC時間常數(shù)。通過使用C2可以提高至少10倍的RC(RC通過R1/C1與RIN/CIN的網路構成)時間常數(shù),這將有助于提高共模抑制比。RA與RB在使用100k,并且電路帶寬沒有降低的時候,C2可以保持相當小的容量。也可以采用其它的方法在單電源中提供偏置電壓,并且有很好的電源抑制與共模抑制。

13、比如在偏置電路中可以使用一個齊納二極管調整偏置電壓,提供靜態(tài)工作點。   圖4:利用相同的齊納二極管的反相放大器電路的偏置方法。在圖3中,電流通過電阻RZ流到齊納二極管,形成偏置工作點。電容CN可以阻止齊納二極管產生的噪聲通過反饋進入運放。要想實現(xiàn)低噪聲電路需要使用一個比10uF還大的CN,并且齊納二極管應該選擇一個工作電壓在Vs/2。電阻RZ必須選擇能夠提供齊納二極管工作在穩(wěn)定的額定電壓上和保持輸出噪聲電流比較低的水平上。因為運放的輸入電流只有1pA左右,幾乎接近零,所以為了減小輸出噪聲電流,低功耗的齊納二極管是非常理想的選擇??梢赃x擇250mW的齊納二極管,但為了考慮成

14、本,選擇500mW的齊納二極管也是可以接受。齊納二極管的工作電流會因制造商的不同有些差別,在應用中一般IZ在5mA(250mW)與5uA(500mW)之間比較好。   表4:電路參數(shù)及期間參數(shù)選擇在齊納二極管的工作極限范圍之內,采用下面電路(圖3、圖4)將有比較好的電源抑制能力。但這個電路有一些缺陷,因為運放輸出的靜態(tài)工作點是齊納二極管的電壓而不是Vs/2。如果電源電壓下降,大信號輸出的波形將會失真(出現(xiàn)不對稱的削頂波形),此時電路還要消耗更多的電能。電阻RIN與R2應該選擇相同的電阻值,防止偏置電流引起更大的失調電壓誤差。運算放大器容性負載驅動問題問:為什么我要考慮驅動容

15、性負載問題?答:通常這是無法選擇的。在大多數(shù)情況下,負載電容并非人為地所加電容。它常常是人們不希望的一種客觀存在,例如一段同軸電纜所表現(xiàn)出的電容效應。但是在有些情況下,要求對運算放大器的輸出端的直流電壓進行去耦。例如,當運放被用作基準電壓的倒相或驅動一個動態(tài)負載時。在這種情況下,你也許在運放的輸出端直接連接旁路電容。不論哪種情況,容性負載都要對運放的性能有影響。問:容性負載如何影響運放的性能?答:為簡單起見,可將放大器看成一個振蕩器。每個運放都有一個內部輸出電阻RO,當它與容性負載相接時,在運放傳遞函數(shù)上產生一個附加的極點。正如圖1(b)波特圖幅頻特性曲線表示,附加極點的幅頻特性斜率比主極點2

16、0dB/十倍頻程更徒。從相頻特性曲線圖1(c)中可以看出,每個附加極點的相移都增加-90°。我們可用圖1(b)或圖1(c)來判斷電路的穩(wěn)定性。從圖1(b)中可以看出,當開環(huán)增益和反饋衰減之和大于1時,電路會不穩(wěn)定。同樣,在圖1(c)中,如果某一工作頻率低于閉環(huán)帶寬,在這個頻率下環(huán)路相移超過-180°時,運放會出現(xiàn)振蕩。電壓反饋型運算放大器(VFA)的閉環(huán)帶寬等于運放增益帶寬積(GBP,或單位增益頻率)除以電路閉環(huán)增益(A CL )。運算放大器電路的相位裕度定義為使電路不穩(wěn)定所要求的閉環(huán)帶寬處對應的附加相移(即環(huán)路相移十相位裕度=-180°)。當相位裕度為0時,環(huán)路

17、相移為 -180°,此運放電路不穩(wěn)定。通常,當相位裕度小于45°時,會出現(xiàn)問題,例如頻響“尖峰”,階躍響應中的過沖或“振鈴”。為了使相位裕度留有余地,容性負載產生的附加極點至少應比電路的閉環(huán)帶寬高10倍,如果不是這樣電路可能不穩(wěn)定。 圖1 容性負載電路及其波特圖問:那么我應該如何處理容性負載?答:首先我們應該確定運放是否能穩(wěn)定地驅動自身負載。許多運放數(shù)據手冊都給出“容性負載驅動能力”這項指標。還有一些運放提供“小信號過沖與容性負載關系曲線”,從中你可以看到過沖與附加負載電容呈指數(shù)關系增加,當達到100%時,運放不穩(wěn)定。如果有可能,應該使運放過沖遠離100%。還應注

18、意這條曲線對應指定增益。對于VFA,容性負載驅動能力隨增益成比例增加。所以,如果在增益為1時,VFA可穩(wěn)定驅動100pF容性負載,那么在增益為10時,便能驅動1000pF容性負載。也有少數(shù)運放的產品說明中給出開環(huán)輸出電阻RO,從而可以計算出上述附加極點的頻率fP= 1/2ROCL 。如果附加極點fP大于上述電路帶寬10倍,則電路穩(wěn)定。如果運放的產品說明沒有提供容性負載驅動能力或開環(huán)輸出電阻的指標,也沒有給出過沖與容性負載關系曲線,那么要保證電路穩(wěn)定,你必須對容性負載采取必要的補償措施。要使標準運放驅動容負載工作穩(wěn)定有許多處理方法,下面介紹幾種。(1)提高噪聲增益法  

19、60;     使低頻電路穩(wěn)定的有效方法,也是設計者常常忽略的方法,就是增加電路的閉環(huán)增益(即噪聲增益),而不改變信號增益,這樣可在開環(huán)增益與反饋衰減到0dB帶寬之積恒定條件下降低噪聲帶寬。具體電路如圖2所示。在圖2(a)中,在運放的兩個輸入端之間接電阻RD。此時電路的增益可由給定公式計算。因為是噪聲增益而不是信號增益支配穩(wěn)定性,所以電路穩(wěn)定性的提高不影響信號增益。為保證電路穩(wěn)定,最簡單的方法是使噪聲帶寬至少應比容性負載極點頻率低10倍頻程。 圖2 提高效大器噪聲增益電路 圖3 環(huán)路增益波特圖   

20、60;    這種方法的缺點是輸入端電壓噪聲和輸入失調電壓被放大產生附加的輸出電壓噪聲和輸出失調電壓增加。用一個電容CD與電阻RD串聯(lián)可以消除附加的直流失調電壓,但增加的電壓噪聲是器件固有的,不能消除。當選用CD時,其電容值應盡可能大。為保證噪聲極點至少低于“噪聲帶寬”10倍,CD最小應取10A NOISE /2RDGBP。(2)環(huán)路外補償法        這種方法是在運放的輸出端和負載電容之間串入一個電阻RX,如圖4所示。雖然RX加在反饋環(huán)路的外部,但它可將負載電容產生的附加零點頻率fZ作用到

21、反饋網絡的傳遞函數(shù),從而可以減小高頻環(huán)路相移。為了保證電路穩(wěn)定,RX的取值應該使附加零點頻率至少比運放電路閉環(huán)帶寬低10倍。電路加入RX使電路性能不會像方法1那樣增加輸出噪聲,但是從負載端看進去的輸出阻抗要增加。由于RX和RL構成分壓器,從而會使信號增益降低。如果RL已知并且適當?shù)睾愣?,那么增益降低值可通提高運放電路的增益來補償。這種方法用于驅動傳輸線路非常有用。RL和RX值必須等于電纜的特征阻抗(通常為50和75),以免產生駐波。因此,先確定RX值,其余其它電阻值要使放大器的增益加倍,用來補償由電阻分壓作用降低的信號增益,從而解決問題。 圖4 環(huán)路外補償法(3)環(huán)路內補償法

22、0;       如果RL值未知,或者是動態(tài)值,那么增益級的有效輸出電阻必須很低。在這種情況下,在整個反饋環(huán)路內接一個電阻RX是很有用的,如圖5所示。在這個電路中,由于直流和低頻反饋都是來自負載電阻RL,所以從輸入端到負載的信號增益不受分壓器RX和RL的影響。RX=RORGRFCF=RO+RXRF·CL         在這個電路中外接的電容CF是用來抵消CL產生的附加極點和零點。為了簡便起見,CF產生的零點頻率應該與CL產生的極點頻率相一致,C

23、F產生的極點頻率應該與CL產生的零點頻率相一致。因此整個傳遞函數(shù)和相頻響應好像似沒有電容作用一樣。為了確保極點和零點作用相互抵消,圖5中的方程必須求解準確。還應注意方程成立的條件:RF?鞷O,RG?鞷O,RL?鞷O。如果負載電阻很大,這些條件容易滿足。         當RO未知時,計算則很困難。在這種情況下,設計過程變成猜謎游戲。應該注意“SPICE”這個詞:運算放大器的SPICE模型是一種不能精確地表示運放開環(huán)輸出電阻RO的模型,所以這種模型不能完全取代傳統(tǒng)的補償網絡設計方法。還應當強調指出的是,為了采用這種方

24、法,CL必須已知(且為常數(shù))。在許多應用中,放大器驅動一個電路外部的負載,當負載改換時,CL也應該適當變化。只有當CL接入閉環(huán)系統(tǒng)時,使用上述電路才最適合。這種在基準電壓的緩沖器或倒相器中,驅動一個大的去耦電容。這里CL 是固定值,可以精確地抵消極點和零點的作用。與前兩種方法相比,這種方法非常適合用于低直流輸出電阻和低噪聲的情況。而且像對基準電壓源進行去耦的那么大的容性負載(一般幾微法),用其它方法補償都是不切實際的。       上述三種補償方法都各有其優(yōu)點和缺點。為了對你的應用做出最好的選擇,應該對它們有足夠的認識。這三種方法都適合

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