四象限D(zhuǎn)CDC零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振羅氏變換器

1、    四象限D(zhuǎn)C/DC零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振羅氏變換器摘要：實(shí)現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導(dǎo)放大器-電容(OTAC)連續(xù)時(shí)間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)和具體實(shí)現(xiàn)，使用外部可編程電路對(duì)所設(shè)計(jì)濾波器帶寬進(jìn)行控制，并利用ADS軟件進(jìn)行電路設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為126 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于05 dB，采用18 V電源，TSMC 018m CMOS工藝庫(kù)仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線(xiàn)接近理想狀態(tài)。關(guān)鍵詞：Butte1引言經(jīng)典DC/DC變換器的體積通常都很大，并且功率密度和功率傳輸效率均很

2、低。雖然第一代羅氏變換器顯著地增大了電壓傳輸增益，提高了功率密度和功率傳輸效率，但是相對(duì)而言，其開(kāi)關(guān)上的功率損耗仍然很大18。高功率密度的開(kāi)關(guān)電感變換器已成功地應(yīng)用于DC/DC變換器79中，但是在開(kāi)關(guān)閉合和關(guān)斷的轉(zhuǎn)換期間，很大的電流和電壓所產(chǎn)生的交疊，會(huì)在變換器內(nèi)部?jī)芍婚_(kāi)關(guān)上產(chǎn)生很大的功率損耗。運(yùn)用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)可以減少功率損耗1014。然而大多數(shù)文章中論述到的這類(lèi)變換器僅是單象限運(yùn)行。本文介紹的新型四象限D(zhuǎn)C/DC零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振羅氏變換器，能夠有效地降低變換器的開(kāi)關(guān)損耗，從而極大地提高功率傳輸效率。四象限D(zhuǎn)C/DC零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振羅氏變換器的電路如圖1所示。電路1實(shí)現(xiàn)了，象限內(nèi)的運(yùn)行；電路2實(shí)

3、現(xiàn)了，象限內(nèi)的運(yùn)行；電路1和電路2可以通過(guò)輔助開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)相互轉(zhuǎn)換。每一個(gè)電路都是由一只主電感L和兩只開(kāi)關(guān)及輔助元件所組成。假設(shè)主電感L足夠大，則通過(guò)它的電流iL可認(rèn)為是一常數(shù)。源電壓V1和負(fù)載電壓V2通常是恒定的，如：令V1=42V，V2=±28V79。它的4種運(yùn)行模式如下：圖1四象限D(zhuǎn)CDC零電流開(kāi)關(guān)準(zhǔn)諧振羅氏變換器（a）電路1（，象限內(nèi)運(yùn)行）（b）電路2（，象限內(nèi)運(yùn)行） 電路/開(kāi)關(guān)或二極管模式A（象限）模式B（象限）模式C（象限）模式D（象限）狀態(tài)通狀態(tài)斷狀態(tài)通狀態(tài)斷狀態(tài)通狀態(tài)斷狀態(tài)通狀態(tài)斷電路電路1電路2S1通通D1通通S2通通D2通通 表2不同頻率時(shí)的實(shí)測(cè)結(jié)

4、果 模式f/(kHz)Lr1=Lr2/(H)Cr/(F)I1/(A)I0/(A)IL/(A)PI/(W)P0/(W)/()PD/W/(in)3A20.51416.9825.0025713.0700.098.217.66A21.01417.4025.0025730.6700.095.817.88A21.51417.8125.0025748.0700.093.518.10B16.51425.0016.4025700.0688.898.417.36B17.01425.0016.2025700.0680.497.217.25B17.51425.0015.9725700.0670.195.81

5、7.13C19.01416.1723.8235679.1667.098.216.83C19.31416.4223.6435689.7662.096.016.90C19.51416.5923.5335696.8658.894.516.95D40.01424.0515.6435663.4656.897.516.50D40.31424.2315.4935678.5650.695.916.60D10.51424.3515.4035681.8646.794.816.61 表1開(kāi)關(guān)狀態(tài)（空白表示關(guān)斷）圖2模式A運(yùn)行(a)等效電路（b）波形圖（1）模式A（象限I）：電能由V1端傳向V2端；（2）模

6、式B（象限II）：電能由V2端傳向V1端；（3）模式C（象限）：電能由V1端傳向V2端；（4）模式D（象限）：電能由V2端傳向V1端。每種模式都有兩個(gè)狀態(tài)：“通”狀態(tài)和“斷”狀態(tài)，其開(kāi)關(guān)狀態(tài)如表1所示6，7，9：2模式A模式A是一零電流開(kāi)關(guān)（ZCS）buck變換器，其等效電路、電流和電壓的波形圖如圖2所示。開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷周期可分為4個(gè)時(shí)間段0t1，t1t2，t2t3和t3t4。導(dǎo)通時(shí)間為kT=t2，此時(shí)輸入電流流經(jīng)開(kāi)關(guān)S1和主電感L。整個(gè)周期為T(mén)=t4。諧振電路為L(zhǎng)r1Cr。諧振角頻率為：（1）特征阻抗為：（2）諧振電流（交流分量）為：（3）考慮到直流分量，電流峰值為：(4)2.1時(shí)間間隔0t

7、1當(dāng)t=0時(shí)開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通，源電流以斜率V1/Lr1線(xiàn)性增加，但始終比負(fù)載恒定電流IL小，因此諧振電容Cr上無(wú)電流流過(guò)。當(dāng)t=t1時(shí)，源電流等于負(fù)載恒定電流IL，此時(shí)t1為：(5)相應(yīng)的位移角為：(6)2.2時(shí)間間隔t1t2在這一時(shí)間段，電流流過(guò)諧振電容Cr，電路Lr1Cr諧振，電流波形為一正弦函數(shù)曲線(xiàn)。當(dāng)過(guò)峰值后，電流下降至IL，如果變換器工作在準(zhǔn)諧振狀態(tài)，則在t=t2時(shí)電流下降到零，開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷（模式B，C，D亦然）。顯然開(kāi)關(guān)S1是在電流為零時(shí)關(guān)斷。這一時(shí)間長(zhǎng)度為：(7)同時(shí)，電容Cr上的電壓也是一正弦函數(shù)。當(dāng)t=t2時(shí)，電容上的電壓vc相應(yīng)的電壓值Vco為：VCO=V11sin(/21)=

8、V1(1cos1)(8)2.3時(shí)間間隔t2t3由于開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷，所以電容Cr上所充的電量將會(huì)通過(guò)負(fù)載電流IL釋放。因?yàn)樨?fù)載電流IL是一常數(shù)，所以電壓vc在時(shí)間間隔t2t3內(nèi)由Vco線(xiàn)性減小至0，則這一時(shí)間長(zhǎng)度為：(9)2.4時(shí)間間隔t3t4由于續(xù)流二極管D2的存在，電容電壓vc不能減小至負(fù)值。當(dāng)t=t3時(shí)，負(fù)載電流不再流經(jīng)Cr，而是流經(jīng)D2。從這時(shí)起，續(xù)流負(fù)載電流流過(guò)主電感L、負(fù)載電源V2和續(xù)流二極管D2。這一階段的時(shí)間長(zhǎng)度(t4t3)取決于設(shè)計(jì)要求。若忽略功率損耗，且認(rèn)為I2=IL，得出輸入電流平均值I1為：(10)因此，(11)導(dǎo)通占空比為：k=t2/t4(12)整個(gè)開(kāi)關(guān)周期為：T=t4(

9、13)相應(yīng)的頻率為：f=1/T(14)圖3模式B運(yùn)行3模式B模式B是一零電流開(kāi)關(guān)（ZCS）boost變換器，其等效電路、電流和電壓波形如圖3所示。開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷周期可分為4個(gè)時(shí)間段0t1，t1t2，t2t3和t3t4，導(dǎo)通時(shí)間為kT=t2，輸出電流僅在時(shí)間段t4t3內(nèi)流經(jīng)電源V1。整個(gè)周期為T(mén)=t4。諧振電路為L(zhǎng)r2Cr。諧振角頻率為：(15)特征阻抗為：(16)諧振電流（交流分量）為：(17)考慮到直流分量，電流峰值為：(18)3.1時(shí)間間隔0t1t=0時(shí)開(kāi)關(guān)S2導(dǎo)通，電容Cr上的電壓等于電源電壓V1。電感電流iLr2以斜率V1/Lr1線(xiàn)性增加，但始終比負(fù)載恒定電流IL小。因此諧振電容Cr上

10、無(wú)電流流過(guò)。當(dāng)t=t1時(shí)，電感電流等于負(fù)載恒定電流IL，則t1為：(19)相應(yīng)的位移角為：(20)3.2時(shí)間間隔t1t2在此時(shí)間段內(nèi)，電流流過(guò)諧振電容Cr,電路Lr2Cr諧振，電流波形為一正弦函數(shù)曲線(xiàn)。當(dāng)過(guò)峰值點(diǎn)后，電流下降至IL。如果變換器工作在準(zhǔn)諧振狀態(tài)，則在t=t2時(shí)電流下降到0，開(kāi)關(guān)S2關(guān)斷。這一時(shí)間長(zhǎng)度為：(21)同時(shí)，電容上Cr的電壓也是一正弦函數(shù)。當(dāng)t=t2時(shí)，電容上的電壓vc相應(yīng)的電壓值Vco為：Vco=V1sin(/22)=V1cos2(22)3.3時(shí)間間隔t2t3由于開(kāi)關(guān)S2關(guān)斷，電容Cr上所充的電量將會(huì)通過(guò)負(fù)載電流IL釋放。因?yàn)樨?fù)載電流IL是一常數(shù)，所以電壓vc在時(shí)間間隔

11、t2t3內(nèi)，由Vco線(xiàn)性增大至源電壓V1，則這一時(shí)間長(zhǎng)度為：(23)3.4時(shí)間間隔t3t4由于續(xù)流二極管D1的存在，電容電壓vc不能比源電壓V1高。當(dāng)t=t3時(shí)，負(fù)載電流不再流經(jīng)Cr，而是流經(jīng)D1。從這時(shí)起，負(fù)載電流流過(guò)主電感L，續(xù)流二極管D1，源電壓V1和負(fù)載電壓V2。這一階段的時(shí)間長(zhǎng)度（t4t3）取決于設(shè)計(jì)要求。若忽略功率損耗，且I2=IL，我們得出輸出電流平均值I1為：(24)或(25)因此(26)導(dǎo)通占空比為：k=t2/t4(27)整個(gè)重復(fù)周期為：T=t4(28)則相應(yīng)頻率為：f=1/T(29)4模式C模式C是一零電流開(kāi)關(guān)（ZCS）buckboost變換器，其等效電路、電流和電壓的波形

12、圖如圖4所示。開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷周期可分為4個(gè)時(shí)間段0t1，t1t2，t2t3和t3t4。導(dǎo)通時(shí)間為kT=t2，此時(shí)輸入電流流經(jīng)開(kāi)關(guān)S1和主電感L。輸出電流僅在t4t3時(shí)間段內(nèi)流經(jīng)負(fù)載電壓V2。整個(gè)周期為T(mén)=t4。諧振電路為L(zhǎng)r1Cr。諧振角頻率為：(30)特征阻抗為：(31)圖4模式C運(yùn)行（a）等效電路（b）波形諧振電流（交流分量）為：(32)考慮到直流分量，電流峰值為：(33)4.1時(shí)間間隔0t1當(dāng)t=0時(shí)開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通，電容Cr上的電壓等于負(fù)載電壓V2。源電流以斜率（V1V2）/Lr1線(xiàn)性增加，但始終比負(fù)載恒定電流IL小，因此諧振電容Cr上無(wú)電流流過(guò)。當(dāng)t=t1時(shí)，源電流等于負(fù)載恒定電流IL，

13、此時(shí)t1為：(34)相應(yīng)的位移角為：(35)在t=0時(shí)開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通之前，續(xù)流二極管D2導(dǎo)通。因此諧振電容Cr上的電壓vC在這一階段等于V2。4.2時(shí)間間隔t1t2在這一時(shí)間段，電流流過(guò)諧振電容Cr，電路Lr1Cr諧振，電流波形為一正弦函數(shù)曲線(xiàn)。當(dāng)過(guò)峰值后，電流下降至IL，如果變換器工作在準(zhǔn)諧振狀態(tài)，則在t=t2時(shí)電流下降到零，開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷。這一時(shí)間長(zhǎng)度為：(36)同時(shí)，電容Cr上的電壓也是一正弦函數(shù)。諧振振幅等于V1。當(dāng)t=t2時(shí)，電容上的電壓vc相應(yīng)的電壓值Vco為：Vco=V1V2V1sin(/21)=V1(1cos1)V2(37)4.3時(shí)間間隔t2t3由于開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷，電容Cr上所充的電

14、量將會(huì)通過(guò)負(fù)載電流IL釋放。因?yàn)樨?fù)載電流IL是一常數(shù)，所以電壓vc在時(shí)間間隔t2t3內(nèi)由Vco線(xiàn)性減小，在t=t3時(shí)減小至|V2|，則這段時(shí)間長(zhǎng)度為：(38)在這一時(shí)間段，續(xù)流二極管D2由于反向偏置，故不導(dǎo)通。4.4時(shí)間間隔t3t4當(dāng)t=t3時(shí)，電容電壓vc等于負(fù)載電壓V2，這時(shí)續(xù)流二極管D2導(dǎo)通。當(dāng)t=t3時(shí)，主電感上的電流不再流經(jīng)電容Cr，而是流經(jīng)V2。從這時(shí)起，負(fù)載電流續(xù)流流過(guò)主電感L，負(fù)載電壓V2和續(xù)流二極管D2。這一階段的時(shí)間長(zhǎng)度（t4t3）取決于設(shè)計(jì)要求。若忽略功率損耗，且認(rèn)為I2=IL，我們得出輸入、輸出電流平均值為：(39)(40)因此，(41)導(dǎo)通占空比為：k=t2/t4(4

15、2)整個(gè)開(kāi)關(guān)周期為：T=t4(43)相應(yīng)的頻率為：f=1/T(44)5模式D模式D是一零電流開(kāi)關(guān)（ZCS）buckboost變換器，其等效電路、電流和電壓波形如圖5所示。開(kāi)關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷周期可分為4個(gè)時(shí)間段0t1，t1t2，t2t3和t3t4，導(dǎo)通時(shí)間為kT=t2，輸出電流僅在時(shí)間段（t4t3）內(nèi)流經(jīng)電源V1。整個(gè)周期為T(mén)=t4。諧振電路為L(zhǎng)r2Cr。諧振角頻率為：(45)特征阻抗為：(46)諧振電流（交流分量）為：圖5模式D運(yùn)行（a）等效電路（b）波形(47)考慮到直流分量，電流峰值為：(48)5.1時(shí)間間隔0t1當(dāng)t=0時(shí)開(kāi)關(guān)S2導(dǎo)通，電容Cr上的電壓等于電源電壓V1。電感電流iLr2以斜率

16、（V1V2）/Lr2線(xiàn)性增加，但始終比負(fù)載恒定電流IL小。因此諧振電容Cr上無(wú)電流流過(guò)。當(dāng)t=t1時(shí)，電感電流iLr2等于負(fù)載恒定電流IL，則t1為：(49)相應(yīng)的位移角為：(50)5.2時(shí)間間隔t1t2在此時(shí)間段內(nèi)，電流流過(guò)諧振電容Cr，電路Lr2Cr諧振，電流波形為一正弦函數(shù)曲線(xiàn)。當(dāng)過(guò)峰值點(diǎn)后，電流下降至IL，如果變換器工作在準(zhǔn)諧振狀態(tài)，則在t=t2時(shí)電流下降到零，開(kāi)關(guān)S2關(guān)斷。這一時(shí)間長(zhǎng)度為：(51)同時(shí)，電容Cr上的電壓也是一正弦函數(shù)。當(dāng)t=t2時(shí)，電容上的電壓vc相應(yīng)的電壓值Vco為：Vco=（V1V2）V2sin(/22)=V1V2(1cos2)(52)5.3時(shí)間間隔t2t3由于開(kāi)

17、關(guān)S2關(guān)斷，電容Cr上所充的電量將會(huì)通過(guò)負(fù)載電流IL釋放。因?yàn)樨?fù)載電流IL是一常數(shù)，所以電壓vc在時(shí)間間隔t2t3內(nèi)由Vco線(xiàn)性增大至V1，則這段時(shí)間長(zhǎng)度為：(53)5.4時(shí)間間隔t3t4由于續(xù)流二極管D1的存在，電容電壓vc不能比源電壓V1高。當(dāng)t=t3時(shí)，主電感上的電流不再流經(jīng)Cr，而是流經(jīng)D1。從這時(shí)起，輸出電流I1流過(guò)主電感L，續(xù)流二極管D1，源電壓V1和負(fù)載電壓V2。這一階段的時(shí)間長(zhǎng)度（t4t3）取決于設(shè)計(jì)要求。若忽略功率損耗，我們得出輸出電流平均值I1為：(54)或(55)因此，(56)導(dǎo)通占空比為：k=t2/t4(57)整個(gè)重復(fù)周期為：T=t4(58)則相應(yīng)頻率為：f=1/T(59)6實(shí)測(cè)結(jié)果以1個(gè)±28V的直流電池做為負(fù)載、1個(gè)42V的直流電池做為電源來(lái)進(jìn)行測(cè)試。測(cè)試條件為：V1=42V，V2=±28V，L=30H，Lr1=Lr2=1H，Cr=4F且體積為40（in）3。實(shí)測(cè)結(jié)果如表2所示。可見(jiàn)，其平均功率傳輸效率為96.3，且總的平均功率密度（PD）為17.1W/（in）3。經(jīng)典變換器的功率密度通常小于5W/（in）3，因而本文所介紹的這種變換器的功率密度要高得多。由于開(kāi)關(guān)頻率較低（f<41kHz） 且 工 作 在 簡(jiǎn) 諧 狀 態(tài) ， 所 以 高 次 諧 波 分 量 很 小 。 通 過(guò)