移動(dòng)通信習(xí)題課PPT學(xué)習(xí)教案

1、會(huì)計(jì)學(xué)1移動(dòng)通信習(xí)題課移動(dòng)通信習(xí)題課調(diào)制的目的是把要傳輸?shù)哪M信號(hào)或數(shù)字信號(hào)變換成適合信道傳輸?shù)母哳l信號(hào)。該信號(hào)稱為已調(diào)信號(hào)。在接收端需將已調(diào)信號(hào)還原成要傳輸?shù)脑夹盘?hào)，該過(guò)程稱為解調(diào)。 2.1 概 述按照調(diào)制器輸入信號(hào)(該信號(hào)稱為調(diào)制信號(hào))的形式，調(diào)制可分為模擬調(diào)制(或連續(xù)調(diào)制)和數(shù)字調(diào)制。第1頁(yè)/共180頁(yè)模擬調(diào)制指利用輸入的模擬信號(hào)直接調(diào)制(或改變)載波(正弦波)的振幅、 頻率或相位， 從而得到調(diào)幅(AM)、 調(diào)頻(FM)或調(diào)相(PM)信號(hào)。 數(shù)字調(diào)制指利用數(shù)字信號(hào)來(lái)控制載波的振幅、 頻率或相位。 常用的數(shù)字調(diào)制有： 移頻鍵控(FSK)和移相鍵控(PSK)等。移動(dòng)通信信道的基本特征是：第

2、一，帶寬有限第二，干擾和噪聲影響大第三， 存在著多徑衰落第2頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 2 FM解調(diào)器的性能及門限效應(yīng)第3頁(yè)/共180頁(yè) 使用模擬信號(hào)調(diào)制的通信中，調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)的幅度是不變的，通稱為恒包絡(luò)調(diào)制。 這種調(diào)制可用硬限幅的方法去除干擾引起的幅度變化，具有極高的抗干擾性能。 恒包絡(luò)調(diào)制具有許多優(yōu)點(diǎn)，但它們占用的帶寬比線性調(diào)制大。2.2 數(shù)字頻率調(diào)制第4頁(yè)/共180頁(yè) 調(diào)頻是使高頻載波信號(hào)的瞬時(shí)頻率隨調(diào)制信號(hào)的變化而變化，其所占帶寬為B FM2(FM1)fm，其中FM為調(diào)制指數(shù)。 調(diào)頻制在抗干擾和抗衰落性能方面優(yōu)于調(diào)幅制，對(duì)非線性信道有較好的適應(yīng)性，世界上幾乎所有的模擬蜂窩系統(tǒng)都使用頻率

3、調(diào)制。調(diào)幅與調(diào)頻第5頁(yè)/共180頁(yè))cos()cos()(2211ttts11nnaa (2 - 23) 即當(dāng)輸入為傳號(hào)“+1”時(shí)，輸出頻率為f1的正弦波；當(dāng)輸入為空號(hào)“-1”時(shí)，輸出頻率為f2的正弦波。 2.2.1 移頻鍵控(FSK)調(diào)制 設(shè)輸入到調(diào)制器的比特流為an, an=1, n=-+。 FSK的輸出信號(hào)形式(第n個(gè)比特區(qū)間)為第6頁(yè)/共180頁(yè)FSK可采用包絡(luò)檢波法、相干解調(diào)法和非相干解調(diào)法等方法解調(diào)。FSK相位連續(xù)時(shí)，可采用鑒頻器解調(diào)。包絡(luò)檢波法是指收端采用兩個(gè)帶通濾波器，其中心頻率分別為f1和f2，它們的輸出經(jīng)過(guò)包絡(luò)檢波。如果f1支路的包絡(luò)強(qiáng)于f2支路，則判為“+1”；反之判為“

4、-1”。非相干解調(diào)時(shí)輸入信號(hào)分別經(jīng)過(guò)對(duì)cos1t和cos2t匹配的兩個(gè)匹配濾波器，其輸出再經(jīng)過(guò)包絡(luò)檢波和比較判決。如果f1支路的包絡(luò)強(qiáng)于f2支路的包絡(luò)，則判為“+1”；反之判為“-1”。第7頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 4 FSK的相干解調(diào)框圖第8頁(yè)/共180頁(yè)連續(xù)相位調(diào)制（Continuous Phase Modulation，CPM），泛指載波相位以連續(xù)形式變化的一大類頻率調(diào)制技術(shù)。 最小頻移鍵控（Minimum Shift Keying，MSK）: 是一種特殊的連續(xù)相位的頻移鍵控（Continuous Phase Frequency Shift Keying，CPFSK），其最大頻移為比特率

5、的1/4。 第9頁(yè)/共180頁(yè)5 . 0/1bTfh 式中， Tb為輸入數(shù)據(jù)流的比特寬度。 (2 - 33) 第10頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 5 MSK的相位軌跡 給定輸入序列ak第11頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 6 MSK的可能相位軌跡各種可能的輸入序列第12頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 7 MSK的輸入數(shù)據(jù)與各支路數(shù)據(jù)及基帶波形的關(guān)系第13頁(yè)/共180頁(yè)bkkbkTtxaTtx2sincos2coscos22 (2 - 41) 通過(guò)對(duì)I支路和Q支路交替采樣就可以恢復(fù)bk,再經(jīng)差分譯碼后就可以恢復(fù)ak。 第14頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 10 MSK相干解調(diào)框圖第15頁(yè)/共180頁(yè)第16頁(yè)/共180

6、頁(yè)2.2.3 高斯濾波的最小移頻鍵控(GMSK)調(diào)制 GMSK信號(hào)就是通過(guò)在FM調(diào)制器前加入高斯低通濾波器(稱為預(yù)調(diào)制濾波器)而產(chǎn)生的。 高斯濾波最小移頻鍵控就是由MSK演變來(lái)的一種簡(jiǎn)單的二進(jìn)制調(diào)制方法。 在GMSK中，將調(diào)制的不歸零（NRZ）數(shù)據(jù)通過(guò)預(yù)調(diào)制高斯脈沖成型濾波器，使其頻譜上的旁瓣水平進(jìn)一步降低。 基帶的高斯脈沖成型技術(shù)平滑了MSK信號(hào)的相位曲線，因此使得發(fā)射頻譜上的旁瓣水平大大降低。第17頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 11 GMSK信號(hào)的產(chǎn)生原理第18頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 13 GMSK的相位軌跡 GMSK通過(guò)引入可控的碼間干擾(即部分響應(yīng)波形)來(lái)達(dá)到平滑相位路徑的目的， 它消除

7、了MSK相位路徑在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位轉(zhuǎn)折點(diǎn)。 從圖中還可以看出， GMSK信號(hào)在一碼元周期內(nèi)的相位增量， 不像MSK那樣固定為/2， 而是隨著輸入序列的不同而不同。第19頁(yè)/共180頁(yè)隨著BbTb的減小，功率譜衰減明顯加快。在GSM系統(tǒng)中，要求在(f-fc)Tb=1.5時(shí)功率譜密度低于60dB，從圖中可以看出，BbTb=0.3時(shí)GMSK的功率譜即可滿足GSM的要求。 第20頁(yè)/共180頁(yè)式中，R(t)是時(shí)變包絡(luò)；c是中頻載波角頻率；(t)是附加相位函數(shù)。 GMSK通常采用差分解調(diào)和鑒頻器解調(diào)等非相干解調(diào)，原因？第21頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 17 一比特延遲差分檢測(cè)器的框圖第22頁(yè)/共180頁(yè)

8、Y(t) 0 判為“+1”Y(t) 0 判為“-1”式中，R(t)和R(t-Tb)是信號(hào)的包絡(luò)， 永遠(yuǎn)是正值。 因而Y(t)的極性取決于相差信息(Tb)。 令判決門限為零， 即判決規(guī)則為當(dāng)輸入“+1”時(shí)(t)增大，當(dāng)輸入“-1”時(shí)(t)減小。用上述判決規(guī)則即可恢復(fù)出原來(lái)的數(shù)據(jù)，即。 kkaa )(sin)()(21)(bbTTtRtRtY第23頁(yè)/共180頁(yè)2. 二比特延遲差分檢測(cè) 二比特延遲差分檢測(cè)器的框圖如圖 2 - 18 所示。圖 2 - 18 二比特延遲差分檢測(cè)器的框圖第24頁(yè)/共180頁(yè) 內(nèi)的第一項(xiàng)為偶函數(shù)， 在(Tb)不超過(guò)/2的范圍時(shí)，它不會(huì)為負(fù)。 它實(shí)際上反映的是直流分量的大小

9、， 對(duì)判決不起關(guān)鍵作用， 但需要把判決門限增加一相應(yīng)的直流分量； 第二項(xiàng)sin(t)-(t-Tb) sin(t-Tb)-(t-2Tb) (2 - 56)才是判決的依據(jù)。 )2()(sin)()(sin)()(cos)()()cos2()(21)(bbbbbbbTtTtTttTtTtTttTtRtRtY第25頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 19 差分編碼的GMSK調(diào)制器 而相應(yīng)在發(fā)端，需對(duì)原始數(shù)據(jù)ak進(jìn)行差分編碼第26頁(yè)/共180頁(yè)第27頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 21 GMSK二比特延遲差分檢測(cè)的誤碼率特性第28頁(yè)/共180頁(yè)2.2.4 高斯濾波的移頻鍵控(GFSK)調(diào)制 MSK和GMSK兩種調(diào)制方式

10、對(duì)調(diào)制指數(shù)是有嚴(yán)格規(guī)定的，即h=0.5，從而對(duì)調(diào)制器也有嚴(yán)格的要求。 GFSK吸取了GMSK的優(yōu)點(diǎn)，但放松了對(duì)調(diào)制指數(shù)的要求， 通常調(diào)制指數(shù)在0.40.7之間即可滿足要求。 例如在第二代無(wú)繩電話系統(tǒng)(CT-2)標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定，發(fā)射“+1”時(shí)對(duì)應(yīng)的頻率比f(wàn)c低14.4 kHz到25.2 kHz。 因此，GFSK 調(diào)制的原理框圖如圖 2-22 所示。GFSK與GMSK類似，是連續(xù)相位的恒包絡(luò)調(diào)制。第29頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 22 GFSK調(diào)制的原理框圖第30頁(yè)/共180頁(yè))cos()cos()(tAtAtScc11nnaanTbt(n+1)Tb (2 - 57)2.3 數(shù)字相位調(diào)制第31頁(yè)/共18

11、0頁(yè) 在相同誤比特率的情況下，PSK所需要的信噪比r要比FSK小3dB，即PSK性能優(yōu)于FSK。 若輸入噪聲為窄帶高斯噪聲(其均值為0， 方差為2n), 則在輸入序列“+1”和“-1”等概出現(xiàn)的條件下第32頁(yè)/共180頁(yè)圖 2-23 PSK的解調(diào)框圖 (a) 相干解調(diào)； (b) 差分相干解調(diào)第33頁(yè)/共180頁(yè) 四進(jìn)制PSK，也稱為正交相移鍵控（Q Phase Shift Keying，QPSK）是MPSK調(diào)制中最常用的一種調(diào)制方式。 由于在一個(gè)調(diào)制碼元中傳輸兩個(gè)比特，四相相移鍵控（QPSK）比BPSK的帶寬效率高兩倍。2.3.2 四相移相鍵控(QPSK)調(diào)制和交錯(cuò)四相移相鍵控(OQPSK)調(diào)

12、制第34頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 24 QPSK和OQPSK信號(hào)的產(chǎn)生原理 (a) QPSK的產(chǎn)生； (b) OQPSK的產(chǎn)生第35頁(yè)/共180頁(yè) 2.3.3 /4-DQPSK調(diào)制 /4-DQPSK是對(duì)QPSK信號(hào)的特性進(jìn)行改進(jìn)的一種調(diào)制方式, 改進(jìn)之一是將QPSK的最大相位跳變，降為3/4， 從而改善了/4-DQPSK的頻譜特性。改進(jìn)之二是解調(diào)方式, QPSK只能用相干解調(diào)，而/4-DQPSK既可以用相干解調(diào)也可以采用非相干解調(diào)。第36頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 31 基帶差分檢測(cè)框圖第37頁(yè)/共180頁(yè)經(jīng)低通濾波后， 所得低頻分量為(取Ts=2n)： kkkkkkkkYXsin21)sin(

13、21cos21)cos(2111 (2 - 80) (2 - 81) 第38頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 32 中頻差分檢測(cè)原理框圖第39頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 33 鑒頻器檢測(cè)框圖 第40頁(yè)/共180頁(yè)射機(jī)。射機(jī)。圖 2 - 35 頻率選擇性Rayleigh衰落信道模型 第41頁(yè)/共180頁(yè)正交振幅調(diào)制是二進(jìn)制的PSK、 四進(jìn)制的QPSK調(diào)制的進(jìn)一步推廣， 通過(guò)相位和振幅的聯(lián)合控制， 可以得到更高頻譜效率的調(diào)制方式， 從而可在限定的頻帶內(nèi)傳輸更高速率的數(shù)據(jù)。 正交振幅調(diào)制的一般表達(dá)式為 y(t) = Am cosct+Bm sinct 0tTs (2 - 89)2.4 正交振幅調(diào)制(QAM)第

14、42頁(yè)/共180頁(yè)AeBAdAmmmm (2 - 90)式中，A是固定的振幅， (dm, em)由輸入數(shù)據(jù)確定。 (dm, em)決定了已調(diào)QAM信號(hào)在信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)。 第43頁(yè)/共180頁(yè)度遠(yuǎn)大于所傳信息必需的帶寬，度遠(yuǎn)大于所傳信息必需的帶寬，在收端采用相同的擴(kuò)頻碼進(jìn)行在收端采用相同的擴(kuò)頻碼進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)以恢復(fù)所傳信息數(shù)據(jù)。相關(guān)解擴(kuò)以恢復(fù)所傳信息數(shù)據(jù)。第44頁(yè)/共180頁(yè)mpBBGlg10第45頁(yè)/共180頁(yè) 2.5.2 擴(kuò)頻調(diào)制 1. 擴(kuò)頻通信系統(tǒng)類型 第46頁(yè)/共180頁(yè)第47頁(yè)/共180頁(yè)第48頁(yè)/共180頁(yè)幾十個(gè)甚至上千個(gè)頻率，由所傳幾十個(gè)甚至上千個(gè)頻率，由所傳信息與擴(kuò)頻碼的組合去

15、進(jìn)行選擇信息與擴(kuò)頻碼的組合去進(jìn)行選擇控制，控制， 不斷跳變。不斷跳變。第49頁(yè)/共180頁(yè)第50頁(yè)/共180頁(yè)3) 跳時(shí)(TH) 與跳頻相似， 跳時(shí)(TH，Time Hopping)是指使發(fā)射信號(hào)在時(shí)間軸上跳變。 先把時(shí)間軸分成許多時(shí)片。 在一幀內(nèi)哪個(gè)時(shí)片發(fā)射信號(hào)由擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行控制。 可以把跳時(shí)理解為用一定碼序列進(jìn)行選擇的多時(shí)片的時(shí)移鍵控。 由于采用了窄很多的時(shí)片去發(fā)送信號(hào)， 相對(duì)來(lái)說(shuō)，信號(hào)的頻譜也就展寬了。第51頁(yè)/共180頁(yè)(b) 跳時(shí)圖例跳時(shí)圖例第52頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 50 DS/FH混合擴(kuò)頻示意圖 第53頁(yè)/共180頁(yè)第54頁(yè)/共180頁(yè)重復(fù)再現(xiàn)和產(chǎn)生的。我們只能重復(fù)再現(xiàn)和

16、產(chǎn)生的。我們只能產(chǎn)生一種周期性的脈沖信號(hào)產(chǎn)生一種周期性的脈沖信號(hào)(即即碼序列碼序列)來(lái)逼近它的性能，來(lái)逼近它的性能， 故稱故稱為偽隨機(jī)碼或?yàn)閭坞S機(jī)碼或PN碼。碼。 選用隨機(jī)選用隨機(jī)信號(hào)來(lái)傳輸信息的理由是這樣信號(hào)來(lái)傳輸信息的理由是這樣的：的： 在信息傳輸中各種信號(hào)之在信息傳輸中各種信號(hào)之間的差異性越大越好，這樣任間的差異性越大越好，這樣任意兩個(gè)信號(hào)不容易混淆，也就意兩個(gè)信號(hào)不容易混淆，也就是說(shuō)，相互之間不易發(fā)生干擾，是說(shuō)，相互之間不易發(fā)生干擾，不會(huì)發(fā)生誤判。不會(huì)發(fā)生誤判。第55頁(yè)/共180頁(yè)P(yáng)iiixxxR1)( (2 - 99) 式中，xi是周期長(zhǎng)度為P的某一碼序列，而xi+是xi移位后的碼序

17、列。第56頁(yè)/共180頁(yè)iPiixxxPx11)( (2 - 100) 自相關(guān)系數(shù)值最大不超過(guò) 1。 有時(shí)，將自相關(guān)函數(shù)歸一化，即用自相關(guān)系數(shù)來(lái)表示相關(guān)性。對(duì)上式進(jìn)行歸一化，則自相關(guān)系數(shù)x()為 第57頁(yè)/共180頁(yè)P(yáng)iiiyxyxR1),(2 - 102) 其互相關(guān)系數(shù)為 Piiiyxyx1),(2 - 103) 第58頁(yè)/共180頁(yè)圖 2 - 57 碼長(zhǎng)為 4 的 4 組正交碼的波形第59頁(yè)/共180頁(yè)因此無(wú)論從因此無(wú)論從m序列直接應(yīng)用還是序列直接應(yīng)用還是從掌握偽隨機(jī)序列基本理論而從掌握偽隨機(jī)序列基本理論而言，言， 必須熟悉必須熟悉m序列的產(chǎn)生及序列的產(chǎn)生及其主要特性。其主要特性。第60頁(yè)

18、/共180頁(yè)第61頁(yè)/共180頁(yè)(2) m序列產(chǎn)生原理。 圖 2-58 示出的是由n級(jí)移位寄存器構(gòu)成的碼序列發(fā)生器。 寄存器的狀態(tài)決定于時(shí)鐘控制下輸入的信息(“0”或“1”)， 例如第i級(jí)移位寄存器狀態(tài)決定于前一時(shí)鐘脈沖后的第i-1 級(jí)移位寄存器的狀態(tài)。第62頁(yè)/共180頁(yè) 2) m序列的特性表 2 - 8 “111101011001000”游程分布PN碼中連0或連1出現(xiàn)的個(gè)數(shù) 第63頁(yè)/共180頁(yè)的數(shù)目。的數(shù)目。第64頁(yè)/共180頁(yè)DADAPDA)(2 - 106) 對(duì)于m序列， 其碼長(zhǎng)為 P=2n-1， 在這里P也等于碼序列中的碼元數(shù)， 即“0”和“1”個(gè)數(shù)的總和。 其中“0”的個(gè)數(shù)因?yàn)槿?/p>

19、掉移位寄存器的全“0”狀態(tài)， 所以A值為 A = 2n-1-1 (2 - 107) “1”的個(gè)數(shù)(即不同位)D為 D = 2n-1 (2 - 108)第65頁(yè)/共180頁(yè)第66頁(yè)/共180頁(yè)其互相關(guān)函數(shù)其互相關(guān)函數(shù)Rxy()為為nRxy() = A-D(2 - 112)第67頁(yè)/共180頁(yè)niiixCxF0)(2 - 113) 3. 其它碼序列 1) m序列的優(yōu)選對(duì)與Gold序列 (1) m序列的優(yōu)選對(duì)。 m序列發(fā)生器的反饋系數(shù)的關(guān)系可用特征多項(xiàng)式表示，一般記作式中，n是移位寄存器級(jí)數(shù)；Ci為反饋系數(shù)，Ci=1表示參與反饋，Ci=0則不參與反饋；xi表示移位寄存器，如x1對(duì)應(yīng)于D1，x2對(duì)應(yīng)于

20、D2，xn對(duì)應(yīng)于Dn。 第68頁(yè)/共180頁(yè)(2) Gold序列。 Gold碼是m序列的復(fù)合碼， 是由RGold在1967年提出的， 它是由兩個(gè)碼長(zhǎng)相等、碼時(shí)鐘速率相同的m序列優(yōu)選對(duì)模 2 加組成的， 如圖 2 - 64 所示。圖中，碼1和碼2為m序列優(yōu)選對(duì)。每改變兩個(gè)m序列相對(duì)位移就可得到一個(gè)新的Gold序列。因?yàn)榭偣灿?n-1個(gè)不同的相對(duì)位移，加上原來(lái)的兩個(gè)m序列本身，所以，兩個(gè)n級(jí)移位寄存器可以產(chǎn)生2n+1個(gè)Gold序列。因此，Gold序列數(shù)比m序列數(shù)多得多。例如n=5，m序列數(shù)只有6個(gè)，而Gold序列數(shù)為25+1=33個(gè)。 第69頁(yè)/共180頁(yè)第70頁(yè)/共180頁(yè)2)Walsh(沃爾什

21、)函數(shù)(1)Walsh函數(shù)的含義。Walsh函數(shù)是一種非正弦的完備正交函數(shù)系。它僅有可能的取值：+1和-1(或0和1)，比較適合于用來(lái)表達(dá)和處理數(shù)字信號(hào)。 1923年沃爾什(J.L.Walsh)提出了關(guān)于這種函數(shù)的完整數(shù)學(xué)理論。此后約40多年的時(shí)間，沃爾什函數(shù)在電子技術(shù)中沒(méi)有得到大的發(fā)展與應(yīng)用，以致電子工程技術(shù)人員對(duì)于這種函數(shù)一般都是陌生的。因此，在電子技術(shù)中，三角函數(shù)系是廣泛應(yīng)用的一種最重要的數(shù)學(xué)工具，正弦波形是電子技術(shù)中最廣泛應(yīng)用的波形。 第71頁(yè)/共180頁(yè)(2) 沃爾什函數(shù)的產(chǎn)生。 沃爾什函數(shù)可用哈達(dá)瑪(Hadamard)矩陣H表示，利用遞推關(guān)系很容易構(gòu)成沃爾什函數(shù)序列族。 為此先簡(jiǎn)單

22、介紹有關(guān)哈達(dá)碼矩陣的概念。 哈達(dá)碼矩陣H是由+1和-1元素構(gòu)成的正交方陣。所謂正交方陣， 是指它的任意兩行(或兩列)都是互相正交的。這時(shí)我們把行(或列)看作一個(gè)函數(shù)，任意兩行或兩列函數(shù)都是互相正交的。更具體地說(shuō)，任意兩行(或兩列)的對(duì)應(yīng)位相乘之和等于零，或者說(shuō)，它們的相同位(A)和不同位(D)是相等的， 即互相關(guān)函數(shù)為零。第72頁(yè)/共180頁(yè)第73頁(yè)/共180頁(yè)2.6 多 載 波 調(diào) 制2.6.1多載波傳輸系統(tǒng)多載波傳輸首先把一個(gè)高速的數(shù)據(jù)流分解為若干個(gè)低速的子數(shù)據(jù)流（這樣每個(gè)子數(shù)據(jù)流將具有低得多的比特速率），然后，每個(gè)子數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)調(diào)制（符號(hào)匹配）和濾波（波形形成g(t)），去調(diào)制相應(yīng)的子載波

23、，從而構(gòu)成多個(gè)并行的已調(diào)信號(hào)，經(jīng)過(guò)合成后進(jìn)行傳輸。其基本結(jié)構(gòu)如圖266所示。 第74頁(yè)/共180頁(yè)第1種方法是： 各子載波間的間隔足夠大，從而使各路子載波上的已調(diào)信號(hào)的頻譜不相重疊，如圖267（a）所示。該方案就是傳統(tǒng)的頻分復(fù)用方式，即將整個(gè)頻帶劃分成N個(gè)不重疊的子帶，每個(gè)子帶傳輸一路子載波信號(hào)，在接收端可用濾波器組進(jìn)行分離。優(yōu)點(diǎn): 實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、直接；缺點(diǎn): 頻譜的利用率低，子信道之間要留有保護(hù)頻帶，而且多個(gè)濾波器的實(shí)現(xiàn)也有不少困難。 第75頁(yè)/共180頁(yè)n第第3種方案：種方案：n各子載波是互相正交的，各子載波是互相正交的，且各子載波的頻譜有且各子載波的頻譜有1/2的重疊。的重疊。如圖如圖2-6

24、7（c）所示。）所示。 該調(diào)制方式該調(diào)制方式被稱為正交頻分復(fù)用被稱為正交頻分復(fù)用(OFDM)。此時(shí)的系統(tǒng)帶寬比此時(shí)的系統(tǒng)帶寬比FDMA系統(tǒng)的系統(tǒng)的帶寬可以節(jié)省一半。帶寬可以節(jié)省一半。第76頁(yè)/共180頁(yè)第77頁(yè)/共180頁(yè), 。0e)(2jftkktg當(dāng)t0, Ts時(shí) 當(dāng)t0, Ts時(shí) (2-117) 第78頁(yè)/共180頁(yè)保護(hù)間隔TG：目的：消除碼間干擾（ISI）選?。?碼間間隔應(yīng)大于無(wú)線信道中最大多徑的時(shí)延的長(zhǎng)度，以保證前后碼元之間不會(huì)產(chǎn)生干擾。載波間干擾： 在保護(hù)間隔內(nèi)，不傳輸任何信息時(shí)產(chǎn)生的干擾。第79頁(yè)/共180頁(yè)2. OFDM信號(hào)的特征與性能 1) OFDM信號(hào)峰值功率與平均功率比

25、第80頁(yè)/共180頁(yè)常用的減小PAR的方法：第一類是信號(hào)預(yù)畸變技術(shù)，即在信號(hào)經(jīng)過(guò)放大之前，首先要對(duì)功率值大于門限值的信號(hào)進(jìn)行非線性畸變，包括限幅(Clipping)、峰值加窗或者峰值消除等操作。第二類是編碼方法，即避免使用那些會(huì)生成大峰值功率信號(hào)的編碼圖樣，例如采用循環(huán)編碼方法。第三類就是利用不同的加擾序列對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行加權(quán)處理，從而選擇PAR較小的OFDM符號(hào)來(lái)傳輸。 第81頁(yè)/共180頁(yè)2) OFDM系統(tǒng)中的同步問(wèn)題 在單載波系統(tǒng)中， 載波頻率的偏移只會(huì)對(duì)接收信號(hào)造成一定的幅度衰減和相位旋轉(zhuǎn)。 而對(duì)于多載波系統(tǒng)來(lái)說(shuō)， 載波頻率的偏移會(huì)導(dǎo)致子信道之間產(chǎn)生干擾。例如：設(shè)系統(tǒng)由兩個(gè)子載波組成

26、，其頻率為1和21，其表達(dá)式為s(t)=a1ej1t+a2ej21t。這兩個(gè)子載波在一個(gè)OFDM碼元內(nèi)嚴(yán)格正交。如果接收端恢復(fù)的子載波不準(zhǔn)確，如恢復(fù)出的第一個(gè)子載波為=+1，則s(t)e-jt =a1ej1t+a2ej（1 ）t ，式中的第二項(xiàng)在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的積分不再為0，也就是說(shuō)第二個(gè)子載波對(duì)第一個(gè)子載波的數(shù)據(jù)產(chǎn)生了干擾。這種干擾稱為子載波間的干擾（ICI）。 第82頁(yè)/共180頁(yè) 3) OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì) 2.6.3 正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制的應(yīng)用 （了解） 第83頁(yè)/共180頁(yè)思考題與習(xí)題6. 設(shè)輸入數(shù)據(jù)速率為16 kbs， 載頻為32 kHz， 若輸入序列為0010100

27、011100110， 試畫出MSK信號(hào)的波形， 并計(jì)算其空號(hào)和傳號(hào)對(duì)應(yīng)的頻率。8. 與MSK相比， GMSK的功率譜為什么可以得到改善?P35-36第84頁(yè)/共180頁(yè)型型QAM可以進(jìn)一步改進(jìn)方型可以進(jìn)一步改進(jìn)方型QAM的性能，對(duì)的性能，對(duì)16進(jìn)制信號(hào)進(jìn)進(jìn)制信號(hào)進(jìn)行比較可以發(fā)現(xiàn)：星型行比較可以發(fā)現(xiàn)：星型QAM的的振幅環(huán)游方型的振幅環(huán)游方型的3個(gè)減少為個(gè)減少為2個(gè)，個(gè)，相位由相位由12種減少為種減少為8種，這將有種，這將有利于接受端的自動(dòng)增益控制和利于接受端的自動(dòng)增益控制和載波相位跟蹤。載波相位跟蹤。第85頁(yè)/共180頁(yè)21. 為什么m序列稱為最長(zhǎng)線性移位寄存器序列，其主要特征是什么？P65、6

28、8性移位寄存器。性移位寄存器。n特征：特征：m序列是一種隨機(jī)序列，序列是一種隨機(jī)序列，具有隨機(jī)性，其自相關(guān)函數(shù)具具有隨機(jī)性，其自相關(guān)函數(shù)具有二值的尖銳特性，但互相關(guān)有二值的尖銳特性，但互相關(guān)函數(shù)是多值的。函數(shù)是多值的。第86頁(yè)/共180頁(yè)22. 試畫出n=5的m序列發(fā)生器的原理， 其碼序列周期是多少？ 碼序列速率由什么決定？Ci=(67)8 解：Ci=(67)8=(110111)2D1D2D4D3D5+C0=1第87頁(yè)/共180頁(yè) 24. OFDM信號(hào)有哪些主要參數(shù)？ 假定系統(tǒng)帶寬為450kHz， 最大多徑時(shí)延為32s， 傳輸速率在280840 kb/s間可變（不要求連續(xù)可變）， 試給出采用O

29、FDM調(diào)制的基本參數(shù)。 P88解：參數(shù)：帶寬、比特率、保護(hù)間隔最大多徑時(shí)延為32s表示保護(hù)間隔的有效取值為128s，周期長(zhǎng)度取保護(hù)間隔的5倍，即1285=640s子載波間隔取640-128=512s的倒數(shù)，即約2KHz，每個(gè)OFDM符號(hào)需要傳送(280840 kb/s)/1/(640s)=kb利用16QAM和碼率為1/2的編碼方式，可得需要？子載波，即可得到帶寬。 第88頁(yè)/共180頁(yè)nP89n第89頁(yè)/共180頁(yè)第3章 移動(dòng)信道的傳播特性3.1 無(wú)線電波傳播特性 3.2 移動(dòng)信道的特征 3.3 陸地移動(dòng)信道的傳輸損耗 3.4 移動(dòng)信道的傳播模型 第90頁(yè)/共180頁(yè)3.1 無(wú)線電波傳播特性3

30、.1.1 電波傳播方式 發(fā)射機(jī)天線發(fā)出的無(wú)線電波， 可依不同的路徑到達(dá)接收機(jī)，當(dāng)頻率f30 MHz時(shí)，典型的傳播通路如圖3-1 所示。第91頁(yè)/共180頁(yè)3.1.2 直射波 直射波傳播可按自由空間傳播來(lái)考慮。RRGA42自由空間傳播損耗Lfs： 24dPPLRTfs第92頁(yè)/共180頁(yè)以dB計(jì)， 得 )(4lg20)(4lg10)(2dBddBddBLfs(3 - 12) 或 Lfs(dB) = 32.44+20lg d(km)+20lg f(MHz)式中， d的單位為km， 頻率單位以MHz計(jì)。結(jié)論：自由空間中電波損耗只與工作頻率和傳播距離有關(guān)。第93頁(yè)/共180頁(yè) 由大氣折射率引起電波傳播

31、方向發(fā)生彎曲的現(xiàn)象 “地球等效半徑”： dhdnRRRke0011 3.1.3 大氣中的電波傳播 1. 大氣折射 大氣折射有利于超視距的傳播，但在視線距離內(nèi)，因?yàn)橛烧凵洮F(xiàn)象所產(chǎn)生的折射波會(huì)同直射波同時(shí)存在，從而也會(huì)產(chǎn)生多徑衰落。第94頁(yè)/共180頁(yè)tehRd21rehRd22圖 3 2 視線傳播極限距離視線傳播的極限距離d為： )(221rtehhRddd在標(biāo)準(zhǔn)大氣折射情況下， Re=8500km, 故rthhd12. 4第95頁(yè)/共180頁(yè)3.1.4 障礙物的影響與繞射損耗 在實(shí)際情況下，電波的直射路徑上存在各種障礙物， 由障礙物引起的附加傳播損耗稱為繞射損耗。 圖 3 - 3 障礙物與余隙

32、 (a) 負(fù)余隙； (b) 正余隙菲涅爾余隙第96頁(yè)/共180頁(yè)Lfs = 32.44+20lg(5+10)+20lg 150 = 99.5dB 則第一菲涅爾區(qū)半徑x1為 mddddx7 .8110151010105233321211式中，=c/f, c為光速，f為頻率。 解： 先由式(3 - 13)求出自由空間傳播的損耗Lfs為第97頁(yè)/共180頁(yè)圖3 4 繞射損耗與余隙關(guān)系第98頁(yè)/共180頁(yè)3.1.5 反射波 當(dāng)電波傳播中遇到兩種不同介質(zhì)的光滑界面時(shí)， 如果界面尺寸比電波波長(zhǎng)大得多， 就會(huì)產(chǎn)生鏡面反射。 由于大地和大氣是不同的介質(zhì)， 所以入射波會(huì)在界面上產(chǎn)生反射，如圖3 - 5所示。圖

33、3 - 5 反射波與直射波第99頁(yè)/共180頁(yè) 3.2.1 傳播路徑與信號(hào)衰落3.2 移動(dòng)信道的特征圖 3 - 6 移動(dòng)信道的傳播路徑)ee1 (212j22j10ddEE第100頁(yè)/共180頁(yè)圖 3 8 移動(dòng)臺(tái)接收N條路徑信號(hào)3.2.2 多徑效應(yīng)與瑞利衰落 第101頁(yè)/共180頁(yè)3.2.3 慢衰落特性和衰落儲(chǔ)備 在移動(dòng)信道中，統(tǒng)計(jì)測(cè)試表明： 信號(hào)電平發(fā)生快衰落的同時(shí)，其局部中值電平還隨地點(diǎn)、時(shí)間以及移動(dòng)臺(tái)速度作比較平緩的變化，其衰落周期以秒級(jí)計(jì)，稱作慢衰落或長(zhǎng)期衰落。 慢衰落近似服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布。所謂對(duì)數(shù)正態(tài)分布， 是指以分貝數(shù)表示的信號(hào)電平為正態(tài)分布。第102頁(yè)/共180頁(yè) 慢衰落的速率與

34、信號(hào)頻率無(wú)關(guān)。 慢衰落的深度，即接收信號(hào)局部中值電平變化的幅度取決于信號(hào)頻率與障礙物狀況。 頻率較高的信號(hào)比頻率較低的信號(hào)容易穿透建筑物，而頻率較低的信號(hào)比頻率較高的信號(hào)更具有較強(qiáng)的繞射能力。 慢衰落的特性是與環(huán)境特征密切相關(guān)的，可用電場(chǎng)實(shí)測(cè)的方法找出其統(tǒng)計(jì)規(guī)律。 陰 影 效 應(yīng)第103頁(yè)/共180頁(yè)圖 3 - 11 信號(hào)慢衰落特性曲線 (a) 市區(qū)基站天線高度為220m, 移動(dòng)臺(tái)天線高度為3m;第104頁(yè)/共180頁(yè)圖 3 - 11 信號(hào)慢衰落特性曲線 (b) 郊區(qū)基站天線高度為60m, 移動(dòng)臺(tái)天線高度為3m由圖可知，不管是市區(qū)還是郊區(qū)，慢衰落均接近虛線所示的對(duì)數(shù)正態(tài)分布。第105頁(yè)/共18

35、0頁(yè)3.2.4 多徑時(shí)散與相關(guān)帶寬 1. 多徑時(shí)散 多徑效應(yīng)在時(shí)域上將造成數(shù)字信號(hào)波形的展寬圖 3 - 14 多徑時(shí)散示例第106頁(yè)/共180頁(yè)N=4; (c) N=5第107頁(yè)/共180頁(yè))()(10ttSatSiNiii(3 - 51) 式中， ai是第i條路徑的衰減系數(shù)； i(t)為第i條路徑的相對(duì)延時(shí)差。 第108頁(yè)/共180頁(yè) 通常在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，基站用固定的高天線，移動(dòng)臺(tái)用接近地面的低天線。例如，基站天線通常高30m，最高可達(dá)90m；移動(dòng)臺(tái)天線通常高2m3m。 移動(dòng)臺(tái)周圍的區(qū)域稱為近端區(qū)域，該區(qū)域內(nèi)的物體造成的反射是造成多徑效應(yīng)的主要原因。 離移動(dòng)臺(tái)較遠(yuǎn)的區(qū)域稱為遠(yuǎn)端區(qū)域，在遠(yuǎn)端

36、區(qū)域，只有高層建筑、較高的山峰等的反射才能對(duì)該移動(dòng)臺(tái)構(gòu)成多徑，而且這些路徑要比近端區(qū)域中建筑物所引起的多徑的長(zhǎng)度要長(zhǎng)。 第109頁(yè)/共180頁(yè)衰落分為兩種： 頻率選擇性衰落與非頻率選擇性衰落（平坦衰落）指信號(hào)中各分量的衰落狀況與頻率有關(guān)，即傳輸信道對(duì)信號(hào)中不同頻率分量有不同的隨機(jī)響應(yīng)。指信號(hào)中各分量的衰落狀況與頻率無(wú)關(guān)，即信號(hào)經(jīng)過(guò)傳輸后，各頻率分量所遭受的衰落具有一致性，即相關(guān)性，因而衰落信號(hào)的波形不失真。對(duì)于移動(dòng)信道來(lái)說(shuō)，存在一個(gè)相關(guān)帶寬，當(dāng)信號(hào)的帶寬小于相關(guān)帶寬時(shí)，發(fā)生非頻率選擇性衰落；當(dāng)信號(hào)帶寬大于相關(guān)帶寬時(shí)，發(fā)生頻率選擇性衰落。第110頁(yè)/共180頁(yè)2. 相關(guān)帶寬 從頻域觀點(diǎn)來(lái)看，多徑

37、時(shí)散現(xiàn)象將導(dǎo)致頻率選擇性衰落， 即信道對(duì)不同頻率成分有不同的響應(yīng)。 若信號(hào)帶寬過(guò)大， 就會(huì)引起嚴(yán)重的失真。 為了說(shuō)明這一問(wèn)題， 討論兩條射線的情況， 即如圖 3 - 17 所示。Si(t)rSi(t)ej(t)第111頁(yè)/共180頁(yè)則 )(12)(2tBtc或 =(t) = 2 兩相鄰場(chǎng)強(qiáng)為最小值的頻率間隔是與相對(duì)多徑時(shí)延差(t)成反比的，通常稱Bc為多徑時(shí)散的相關(guān)帶寬。 若所傳輸?shù)男盘?hào)帶寬較寬，以至與Bc可比擬時(shí)，則所傳輸?shù)男盘?hào)將產(chǎn)生明顯的畸變。 第112頁(yè)/共180頁(yè)21cB式中， 為時(shí)延擴(kuò)展。 (3 - 56) 實(shí)際上， 移動(dòng)信道中的傳播路徑通常不止兩條，且移動(dòng)臺(tái)處于運(yùn)動(dòng)狀態(tài)， 相對(duì)多徑

38、時(shí)延差(t)也是隨時(shí)間變化的， 因而合成信號(hào)振幅的谷點(diǎn)和峰點(diǎn)在頻率軸上的位置也將隨時(shí)間而變化， 使信道的傳遞函數(shù)呈現(xiàn)復(fù)雜情況， 很難準(zhǔn)確地分析相關(guān)帶寬的大小。 工程上， 對(duì)于角度調(diào)制信號(hào)， 相關(guān)帶寬可按下式估算：第113頁(yè)/共180頁(yè)3.3 陸地移動(dòng)信道的傳輸損耗3.3.1 接收機(jī)輸入電壓、 功率與場(chǎng)強(qiáng)的關(guān)系 1. 接收機(jī)輸入電壓的定義 將電勢(shì)為Us和內(nèi)阻為Rs的信號(hào)源(如天線)接到接收機(jī)的輸入端， 若接收機(jī)的輸入電阻為Ri且Ri=Rs， 則接收機(jī)輸入端的端電壓U=Us/2， 相應(yīng)的輸入功率P=U2s/4R。 由于Ri=Rs=R是接收機(jī)和信號(hào)源滿足功率匹配的條件，因此U2s/4R是接收機(jī)輸入功

39、率的最大值， 常稱為額定輸入功率。第114頁(yè)/共180頁(yè)n 多徑衰落，用多徑衰落，用R( )表示。表示。這這是由于移動(dòng)傳播環(huán)境的多徑傳播是由于移動(dòng)傳播環(huán)境的多徑傳播而引起的快衰落。多徑衰落是移而引起的快衰落。多徑衰落是移動(dòng)信道特性中最具有特色的部分。動(dòng)信道特性中最具有特色的部分。ddd3.3 陸地移動(dòng)信道的傳輸損耗第115頁(yè)/共180頁(yè)的位置變化而變化，其衰減的位置變化而變化，其衰減特性一般服從特性一般服從dn規(guī)律。規(guī)律。第116頁(yè)/共180頁(yè)2. 接收?qǐng)鰪?qiáng)與接收電壓的關(guān)系 當(dāng)采用線天線時(shí)，接收?qǐng)鰪?qiáng)E是指有效長(zhǎng)度為1m的天線所感應(yīng)的電壓值， 常以V/m作單位。 為了求出基本天線即半波振子所產(chǎn)生

40、的電壓， 必須先求半波振子的有效長(zhǎng)度。第117頁(yè)/共180頁(yè)半波振子天線上的電流分布呈余弦函數(shù)， 中點(diǎn)的電流最大， 兩端電流均為零。 如果將中點(diǎn)電流作為高度構(gòu)成一個(gè)矩形， 并假定虛線與實(shí)線所圍面積相等， 則矩形長(zhǎng)度即為半波振子的有效長(zhǎng)度。 經(jīng)過(guò)計(jì)算，半波振子天線的有效長(zhǎng)度為/。 這樣半波振子天線的感應(yīng)電壓Us為 EUs第118頁(yè)/共180頁(yè) )(lg20VdBEUs若場(chǎng)強(qiáng)用dBV/m計(jì)，則 (3 - 60)通常為了保持接收機(jī)的輸入電路與接收天線之間的匹配(Rs=Ri=R) ， 在接收機(jī)的輸入端應(yīng)加入一阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)與天線相連接， 如圖 3 - 21 所示。第119頁(yè)/共180頁(yè)3.3.2 地形、

41、 地物分類 1. 地形的分類與定義 地形分為兩大類， 即中等起伏地形和不規(guī)則地形， 并以中等起伏地形作傳播基準(zhǔn)。 所謂中等起伏地形，是指在傳播路徑的地形剖面圖上，地面起伏高度不超過(guò)20m，且起伏緩慢，峰點(diǎn)與谷點(diǎn)之間的水平距離大于起伏高度。 其它地形如丘陵、孤立山岳、斜坡和水陸混合地形等統(tǒng)稱為不規(guī)則地形。第120頁(yè)/共180頁(yè) hb = hts-hga天線架設(shè)在高度不同地形上， 其有效高度是不一樣的。 因此， 必須合理規(guī)定天線的有效高度。 若基站天線頂點(diǎn)的海拔高度為hts， 從天線設(shè)置地點(diǎn)開始， 沿著電波傳播方向的3km到15km之內(nèi)的地面平均海拔高度為hga， 則定義基站天線的有效高度hb為第

42、121頁(yè)/共180頁(yè)2. 地物(或地區(qū))分類 不同地物環(huán)境其傳播條件不同， 按照地物的密集程度不同可分為三類地區(qū)： 開闊地。 在電波傳播的路徑上無(wú)高大樹木、 建筑物等障礙物， 呈開闊狀地面， 如農(nóng)田、 荒野、 廣場(chǎng)、 沙漠和戈壁灘等。 郊區(qū)。在靠近移動(dòng)臺(tái)近處有些障礙物但不稠密。 市區(qū)（又分為中小城市和大城市）。 有較密集的建筑物和高層樓房。第122頁(yè)/共180頁(yè)3.3.3 中等起伏地形上傳播損耗的中值 1. 市區(qū)傳播損耗的中值 在計(jì)算各種地形、 地物上的傳播損耗時(shí)， 均以中等起伏地上市區(qū)的損耗中值或場(chǎng)強(qiáng)中值作為基準(zhǔn)， 因而把它稱作基準(zhǔn)中值或基本中值。由電波傳播理論可知， 傳播損耗取決于傳播距離

43、d、 工作頻率f、基站天線高度hb和移動(dòng)臺(tái)天線高度hm等。 在大量實(shí)驗(yàn)、統(tǒng)計(jì)分析的基礎(chǔ)上，可作出傳播損耗基本中值的預(yù)測(cè)曲線。第123頁(yè)/共180頁(yè)由圖可見，隨著頻率升高和距離增大， 市區(qū)傳播基本損耗中值都將增加。圖中曲線是在基準(zhǔn)天線高度情況下測(cè)得的，即基站天線高度hb=200m，移動(dòng)臺(tái)天線高度hm=3 m。 第124頁(yè)/共180頁(yè)第125頁(yè)/共180頁(yè)2. 郊區(qū)和開闊地?fù)p耗的中值 郊區(qū)的建筑物一般是分散、 低矮的， 故電波傳播條件優(yōu)于市區(qū)。 郊區(qū)場(chǎng)強(qiáng)中值與基準(zhǔn)場(chǎng)強(qiáng)中值之差稱為郊區(qū)修正因子，記作Kmr， 它與頻率和距離的關(guān)系如圖 3 - 26 所示。 由圖可知， 郊區(qū)場(chǎng)強(qiáng)中值大于市區(qū)場(chǎng)強(qiáng)中值。

44、或者說(shuō)， 郊區(qū)的傳播損耗中值比市區(qū)傳播損耗中值要小。第126頁(yè)/共180頁(yè)圖 3 - 26 郊區(qū)修正因子第127頁(yè)/共180頁(yè)圖 3 - 27 開闊地、 準(zhǔn)開闊地修正因子第128頁(yè)/共180頁(yè)3.3.4 不規(guī)則地形上傳播損耗的中值 1. 丘陵地的修正因子Kh 丘陵地的地形參數(shù)用地形起伏高度h表征。定義： 自接收點(diǎn)向發(fā)射點(diǎn)延伸10 km的范圍內(nèi)， 地形起伏的90%與10%的高度差(參見圖3-28(a)上方)即為h。 這一定義只適用于地形起伏達(dá)數(shù)次以上的情況， 對(duì)于單純斜坡地形將用后述的另一種方法處理。第129頁(yè)/共180頁(yè) 圖 3 - 28 丘陵地場(chǎng)強(qiáng)中值修正因子(a) (平均)修正因子Kh;

45、(b) 微小修正因子Khf第130頁(yè)/共180頁(yè)影效應(yīng)和屏蔽吸收等附加損影效應(yīng)和屏蔽吸收等附加損耗。耗。 由于附加損耗不易計(jì)算，由于附加損耗不易計(jì)算，故仍采用統(tǒng)計(jì)方法給出的修故仍采用統(tǒng)計(jì)方法給出的修正因子正因子Kjs曲線。曲線。n第131頁(yè)/共180頁(yè)圖 3 - 29 孤立山岳修正因子Kjs 工作頻段為450900MHz、 山岳高度在110350 m第132頁(yè)/共180頁(yè)H07. 0其中， d1是發(fā)射天線至山頂?shù)乃骄嚯x， d2是山頂至移動(dòng)臺(tái)的水平距離。 Kjs是針對(duì)山岳高度H=200m所得到的場(chǎng)強(qiáng)中值與基準(zhǔn)場(chǎng)強(qiáng)的差值。 如果實(shí)際的山岳高度不為200m， 則上述求得的修正因子Kjs還需乘以系數(shù)

46、， 計(jì)算的經(jīng)驗(yàn)公式為 式中， H的單位為m。第133頁(yè)/共180頁(yè)3. 斜波地形修正因子Ksp 斜坡地形系指在510km范圍內(nèi)的傾斜地形。 若在電波傳播方向上， 地形逐漸升高， 稱為正斜坡， 傾角為+m； 反之為負(fù)斜坡， 傾角為-m， 如圖 3 - 30 的下部所示。第134頁(yè)/共180頁(yè)第135頁(yè)/共180頁(yè)4. 水陸混合路徑修正因子KS 在傳播路徑中如遇有湖泊或其它水域， 接收信號(hào)的場(chǎng)強(qiáng)往往比全是陸地時(shí)要高。 為估算水陸混合路徑情況下的場(chǎng)強(qiáng)中值， 用水面距離dSR與全程距離d的比值作為地形參數(shù)。 此外， 水陸混合路徑修正因子KS的大小還與水面所處的位置有關(guān)。第136頁(yè)/共180頁(yè)第137頁(yè)

47、/共180頁(yè)件下的接收信號(hào)的功率，件下的接收信號(hào)的功率， 即即mbTGGdPP20)4(3 - 64) PT發(fā)射機(jī)送至天線的發(fā)射功率；工作波長(zhǎng)； d收發(fā)天線間的距離；Gb基站天線增益；Gm移動(dòng)臺(tái)天線增益。第138頁(yè)/共180頁(yè)Am(f, d)是中等起伏地市區(qū)的基本損耗中值， 即假定自由空間損耗為0dB， 基站天線高度為200m, 移動(dòng)臺(tái)天線高度為3m的情況下得到的損耗中值， 它可由圖 3 - 23 求出。 Hb(hb, d)是基站天線高度增益因子， 它是以基站天線高度200m為基準(zhǔn)得到的相對(duì)增益， 其值可由圖 3 - 24(a)求出。Hm(hm, f)是移動(dòng)臺(tái)天線高度增益因子， 它是以移動(dòng)臺(tái)天

48、線高度3m為基準(zhǔn)得到的相對(duì)增益， 可由圖 3 - 24(b)求得。 若需要考慮街道走向， 式(3 - 63)還應(yīng)再加上縱向或橫向路徑的修正值。PP = P0-Am(f,d)+Hb(hb,d)+Hm(hm, f) 第139頁(yè)/共180頁(yè)2. 任意地形地區(qū)接收信號(hào)的功率中值PPC 任意地形地區(qū)接收信號(hào)的功率中值以中等起伏地市區(qū)接收信號(hào)的功率中值PP為基礎(chǔ)， 加上地形地物修正因子KT， 即 PPC = PP+KT (3 - 65) 地形地物修正因子KT一般可寫成 KT = Kmr+Qo+Qr+Kh+Khf+Kjs+Ksp+KS (3 - 66)第140頁(yè)/共180頁(yè)式中： Kmr郊區(qū)修正因子， 可由

49、圖 3 - 26 求得； Qo、 Qr開闊地或準(zhǔn)開闊地修正因子， 可由圖 3 - 27 求得； Kh、 Khf丘陵地修正因子及微小修正因子， 可由圖 3 - 28 求得； Kjs孤立山岳修正因子， 可由圖 3 - 29 求得； Ksp斜坡地形修正因子， 可由圖 3 - 30 求得； KS水陸混合路徑修正因子， 可由圖 3 - 31 求得。KT = Kmr+Qo+Qr+Kh+Khf+Kjs+Ksp+KS第141頁(yè)/共180頁(yè)任意地形地區(qū)的傳播損耗中值 LA = LT -KT (3 - 67) 式中， LT為中等起伏地市區(qū)傳播損耗中值， 即 LT = Lfs+Am(f, d)-Hb(hb, d)-

50、Hm(hm, f) (3 - 68)第142頁(yè)/共180頁(yè)例 3-2 某一移動(dòng)信道， 工作頻段為450MHz， 基站天線高度為50m，天線增益為6dB，移動(dòng)臺(tái)天線高度為3m， 天線增益為 0dB；在市區(qū)工作，傳播路徑為中等起伏地， 通信距離為 10km。 試求： (1) 傳播路徑損耗中值； (2) 若基站發(fā)射機(jī)送至天線的信號(hào)功率為 10W， 求移動(dòng)臺(tái)天線得到的信號(hào)功率中值。第143頁(yè)/共180頁(yè)n =32.44+20lg450+20lg10 n = 105.5dB第144頁(yè)/共180頁(yè)Am(f,d) = 27dBHb(hb, d) = -12dBHm(hm, f) = 0dB由圖 3 - 24

51、(a)（P112）可得基站天線高度增益因子移動(dòng)臺(tái)天線高度增益因子 由圖 3 23（P111） 查得市區(qū)基本損耗中值 第145頁(yè)/共180頁(yè) dBWdBWLGGPdhHdhHdfAGGLPdhHdhHdfAGGdPPTmbTmmbbmmbfsTmmbbmmbTP5 .985 .1285 .14406lg10),(),(),(),(),(),(42mbTGGdPP20)4(第146頁(yè)/共180頁(yè)例3-3 若上題改為郊區(qū)工作， 傳播路徑是正斜坡， 且m=15mrad, 其它條件不變， 再求傳播路徑損耗中值及接收信號(hào)功率中值。 解： 因?yàn)長(zhǎng)A=LT -KT， 由上例已求得LT=144.5dB。 根據(jù)已

52、知條件，地形地區(qū)修正因子KT只需考慮郊區(qū)修正因子Kmr和斜坡修正因子Ksp，因而 KT = Kmr+Ksp 由圖 3 26（P113） 查得Kmr為 Kmr = 12.5dB第147頁(yè)/共180頁(yè)n = 10+6-129 n = -113dBW = -83dBmn或或PPC = PP+KT = -98.5dBm+15.5dB = -83dBm第148頁(yè)/共180頁(yè)3.4 移動(dòng)信道的傳播模型第149頁(yè)/共180頁(yè)在市區(qū)的中值路徑損耗的標(biāo)準(zhǔn)公式為(CCIR采納的建議)Lurban(dB)=69.55+26.16lgfc-13.82lghb-a(hb) + (44.9-6.55lghb)lgd式中：

53、 fc是在1501500MHz內(nèi)的工作頻率； hb：基站發(fā)射機(jī)的有效天線高度（單位為m， 適用范圍30200 m； hre：移動(dòng)臺(tái)接收機(jī)的有效天線高度（單位為m， 適用范圍110 m）; d：收發(fā)天線之間的距離（單位為km， 適用范圍110km）； a(hre)：移動(dòng)臺(tái)接收機(jī)的有效天線高度的修正因子。第150頁(yè)/共180頁(yè) 2. COST-231WalfishIkegami模型 歐洲研究委員會(huì)COST-231在Walfish和Ikegami分別提出的模型的基礎(chǔ)上， 對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)加以完善而提出了COST-231WalfishIkegami模型。 這種模型考慮到了自由空間損耗、 沿傳播路徑的繞射損耗

54、以及移動(dòng)臺(tái)與周圍建筑屋頂之間的損耗。 COST-231模型已被用于微小區(qū)的實(shí)際工程設(shè)計(jì)。第151頁(yè)/共180頁(yè)該模型適用的范圍： 頻率f： 8002000 MHz； 距離d： 0.025 km； 基站天線高度hb： 450m； 移動(dòng)臺(tái)天線高度hm： 13 m該模型中的主要參數(shù)有： 建筑物高度hroof(m)； 道路寬度w(m)； 建筑物的間隔b(m)； 相對(duì)于直達(dá)無(wú)線電路徑的道路方位第152頁(yè)/共180頁(yè)f=880MHz，hm=1.5m，hb=30m，hroof=30m，平頂建筑， =90，w=15m第153頁(yè)/共180頁(yè)fbnnwiwicfsLnLkLLL12(3-87) 式中：Lfs發(fā)射機(jī)

55、和接收機(jī)之間的自由空間損耗；Lc固定損耗；kwi被穿透的i類墻的數(shù)量；n被穿透樓層數(shù)量；Lwii類墻的損耗；Lf相鄰層之間的損耗；b經(jīng)驗(yàn)參數(shù)。第154頁(yè)/共180頁(yè)Nkjkkkettath0)()(（3-89） 式中: N表示多徑的數(shù)目; ak表示每個(gè)多徑的幅值（衰減系數(shù)）； tk表示多徑的時(shí)延（相對(duì)時(shí)延差）； k表示多徑的相位。 第155頁(yè)/共180頁(yè)圖3-34 多徑信道的仿真模型第156頁(yè)/共180頁(yè)圖3-35 瑞利衰落的產(chǎn)生示意圖第157頁(yè)/共180頁(yè))7 . 0(91. 0)/(11241. 0)(2/12mmmffffffS （3-91） 該式被稱為萊斯多普勒譜（簡(jiǎn)稱為萊斯譜）。 第

56、158頁(yè)/共180頁(yè)2. GSM標(biāo)準(zhǔn)中的多徑信道模型 在GSM標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定了鄉(xiāng)村地區(qū)(RA)、 典型市區(qū)(TU)、 典型山區(qū)(HT)等情況下的多徑模型。 其中鄉(xiāng)村地區(qū)(RA)和典型市區(qū)(TU)及簡(jiǎn)化的典型市區(qū)模型分別如表3-3、 3-4和3-5所示。 表中給出了兩組等效的參數(shù)（1）和（2）； 表3-3和3-5由6條多徑組成， 表3-4由12條多徑組成， 對(duì)于每一條多徑給出了它的相對(duì)時(shí)間、 平均相對(duì)功率和其多普勒譜的類型， 它們主要由萊斯頻譜和典型譜組成。第159頁(yè)/共180頁(yè)3. COST-207多徑信道模型 描述多徑信號(hào)的功率分布另一個(gè)方法就是采用功率時(shí)延譜(PDP)， 它表述了不同多徑時(shí)延下

57、， 多徑功率的取值。COST-207模型中給出了四種典型環(huán)境下的PDP或抽頭權(quán)重和多普勒頻譜。 它給出的PDP已被在法國(guó)、 英國(guó)、 荷蘭、 瑞典和瑞士進(jìn)行的大量實(shí)驗(yàn)測(cè)量所評(píng)估。第160頁(yè)/共180頁(yè)4.IMT-2000多徑信道模型 IMT-2000中給出了三種信道沖激響應(yīng)模型， 其對(duì)應(yīng)的時(shí)延擴(kuò)展和所占的百分比如表3-10所示。 其不同環(huán)境下多普勒譜的形式如表3-11到3-13所示。第161頁(yè)/共180頁(yè)3.4.3 空時(shí)信道的傳播模型 前面假定接收端的天線是全向天線。當(dāng)系統(tǒng)中采用方向性天線或自適應(yīng)波束形成天線時(shí)，上面討論的模型需要修正。 在使用方向性天線的系統(tǒng)中，接收機(jī)對(duì)不同方向到達(dá)的信號(hào)具有不

58、同的響應(yīng)特征，在天線方向的主瓣方向內(nèi)到達(dá)的多徑信號(hào)被正常接受，而在其它方向上到達(dá)的多徑信號(hào)將被大大衰減，如圖3-37所示。圖中的方塊表示反射物，i,j，Ai,j， i,j，i,j分別表示第j個(gè)移動(dòng)臺(tái)的第i條多徑到達(dá)基站的角度（AOA）、幅度、相位和時(shí)延。第162頁(yè)/共180頁(yè)第163頁(yè)/共180頁(yè))()(e),(1)(01 ,1tttaAthlltLljll (3-98) 式中 a(l(t)表示陣列響應(yīng)矢量（或稱為導(dǎo)向矢量）。 這是由于在接收端使用了陣列天線， 從而在不同的方向上具有不同的增益。 在全向天線的情況下， a(l(t)=1。 第164頁(yè)/共180頁(yè)第165頁(yè)/共180頁(yè)圖3-40 在宏