現(xiàn)代通信原理4第四章 模擬角度調(diào)制

2023/2/11現(xiàn)代通信原理第四章模擬角度調(diào)制2023/2/12單元學(xué)習(xí)提綱

（1）單頻調(diào)制時(shí)，寬帶調(diào)頻信號(hào)的時(shí)域和頻域表達(dá)式；（2）窄帶調(diào)頻信號(hào)的時(shí)域和頻域表示，它與常規(guī)調(diào)幅信號(hào)的區(qū)別；（3）調(diào)頻指數(shù)及頻偏的定義和物理意義；（4）調(diào)頻信號(hào)調(diào)制和解調(diào)方法；（5）信道中調(diào)頻信號(hào)的抗噪聲性能，了解信噪比增益與調(diào)頻指數(shù)之間的關(guān)系；2023/2/13

（6）

調(diào)頻信號(hào)非相干解調(diào)時(shí)門限效應(yīng)的物理解釋；（7）

預(yù)加重/去加重改善信噪比的原理；（8）

改善門限效應(yīng)的方法及基本原理；（9）

調(diào)頻在廣播、電視中的應(yīng)用。2023/2/14第四章模擬角度調(diào)制§4.1基本概念一.基本概念在第三章模擬線性調(diào)制中，已調(diào)信號(hào)的頻譜與調(diào)制信號(hào)的頻譜只存在線性對(duì)應(yīng)關(guān)系（搬移）。本章中介紹的模擬角度調(diào)制，是一種非線性調(diào)制，已調(diào)信號(hào)相對(duì)于調(diào)制信號(hào)有新的頻率成分產(chǎn)生。2023/2/15第四章模擬角度調(diào)制設(shè)一個(gè)未調(diào)載波

C(t)=Acos(ct+0)

振幅A，頻率f(角頻率c)

相角(ct+0)（初相0）都可以攜帶信息，產(chǎn)生了調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相三種模擬調(diào)制方式。2023/2/16第四章模擬角度調(diào)制在模擬通信中，常用調(diào)頻方式，如調(diào)頻收音機(jī)、電視伴音、衛(wèi)星通信等。在數(shù)字通信中，常采用調(diào)相方式，如PSK，QPSK等。2023/2/171.頻率調(diào)制(FrequencyModulation,FM)

定義：已調(diào)信號(hào)的瞬時(shí)角頻率（或頻率）隨調(diào)制信號(hào)的幅度變化而變化。時(shí)域表達(dá)式：

SFM=Acos{[ωc+KFMf(t)]t}

頻偏ω=KFMf(t)

；

瞬時(shí)角頻率ω=ωc+KFMf(t)

頻偏常數(shù)KFM2023/2/18調(diào)頻波的另一種時(shí)域表達(dá)式：因瞬時(shí)角頻率和瞬時(shí)相位角之間是微分和積分的關(guān)系，即：所以：2023/2/19調(diào)頻波的另一種時(shí)域表達(dá)式為：2023/2/1102.相位調(diào)制(PhaseModulation,PM)

定義：已調(diào)信號(hào)的瞬時(shí)相角（或初相）隨調(diào)制信號(hào)的幅度變化而變化。

時(shí)域表達(dá)式：

SPM=Acos[ωct+KPMf(t)]

瞬時(shí)相位偏移

：Φ=KPMf(t)

KFM稱為相移常數(shù)，取決于實(shí)現(xiàn)電路2023/2/111調(diào)相波的另一種時(shí)域表達(dá)式：因瞬時(shí)角頻率和瞬時(shí)相位角之間是微分和積分的關(guān)系，所以：SPM=Acos{[ωc+KPMdf(t)/dt]t}2023/2/1123.間接調(diào)相/調(diào)頻

由于相位和頻率互為微分和積分的關(guān)系,可以用調(diào)頻器來實(shí)現(xiàn)調(diào)相，稱為間接調(diào)相。也可以用調(diào)相器來實(shí)現(xiàn)調(diào)頻，稱為間接調(diào)頻。間接調(diào)相間接調(diào)頻2023/2/113

通常情況下，調(diào)相器的調(diào)節(jié)范圍不能超過（-，），所以直接調(diào)相和間接調(diào)頻只適用于窄帶角度調(diào)制。

對(duì)于寬帶角度調(diào)制，常用直接調(diào)頻和間接調(diào)相。2023/2/114二.單頻余弦情況調(diào)制信號(hào)f(t)=Amcosωmt調(diào)相信號(hào)調(diào)相指數(shù)βPM=KPMAm2023/2/115調(diào)頻信號(hào)調(diào)頻指數(shù)為FM用瞬時(shí)角頻率表示式中max=KFMAM為最大角頻偏。2023/2/1162023/2/117§4.2窄帶角調(diào)制

根據(jù)調(diào)制后載波瞬時(shí)相位偏移的大小，可以將角度調(diào)制分為寬帶和窄帶兩種。2023/2/118一.窄帶調(diào)頻1.時(shí)域根據(jù)三角函數(shù)公式,當(dāng)滿足窄帶條件時(shí),有

窄帶調(diào)頻信號(hào)可以表示為:2023/2/1192.頻域

若調(diào)制信號(hào)f(t)的頻譜為F（ω），f(t)的平均值為0，即

則由傅氏變換理論可知2023/2/120窄帶調(diào)頻信號(hào)的頻域表達(dá)式為：2023/2/121窄帶調(diào)頻與AM信號(hào)的比較以單頻調(diào)制為例，f(t)=Amcosωmt標(biāo)準(zhǔn)AM信號(hào)2023/2/1222023/2/123⑴兩者都具有載波+兩個(gè)邊帶：?jiǎn)晤l——載頻ωc、上邊頻ωc+ωm、下邊頻ωc-ωm⑵兩者有相同的帶寬BNBFM=BAM=2fm2023/2/124⑶標(biāo)準(zhǔn)AM中，f(t)改變載波的幅度；合成矢量永遠(yuǎn)與載波同相，ωm旋轉(zhuǎn)變化的結(jié)果不會(huì)造成載波頻率的變化，只引起幅度變化。2023/2/125（4）窄帶FM改變的是載波的頻率。合成矢量永遠(yuǎn)與載波矢量垂直，ωm旋轉(zhuǎn)變化的結(jié)果造成載波頻率變化，不改變載波幅度。2023/2/126二.窄帶調(diào)相時(shí)域頻域2023/2/127窄帶調(diào)相與常規(guī)調(diào)幅的比較

窄帶調(diào)相與常規(guī)調(diào)幅相似，在它的頻譜中包括載頻ωc和圍繞ωc的兩個(gè)邊帶。窄帶調(diào)相搬移到ωc位置的F（ω-ωc）要相移90O。窄帶調(diào)相搬移到-ωc位置的F（ω+ωc）要相移-90O。2023/2/128§4.3正弦信號(hào)調(diào)制時(shí)的寬帶調(diào)頻設(shè)調(diào)制信號(hào)為單頻余弦f(t)=Amcosωmt=Amcos2πfmt其中，調(diào)頻指數(shù)

對(duì)于不滿足窄帶條件的情況，三角函數(shù)近似式不成立2023/2/129§4.3正弦信號(hào)調(diào)制時(shí)的寬帶調(diào)頻表達(dá)式可以寫成下式可以展開成以貝塞爾函數(shù)為系數(shù)的三角級(jí)數(shù)2023/2/130

貝塞爾函數(shù)被制成表格數(shù)據(jù)或繪成曲線供工程查閱。

式中的系數(shù)被稱為貝塞爾函數(shù)，可以用無窮級(jí)數(shù)計(jì)算。2023/2/1312023/2/1322023/2/133下式是用貝塞爾函數(shù)表示的寬帶調(diào)頻信號(hào)。貝塞爾函數(shù)有如下性質(zhì)：即奇次諧波關(guān)于ω=ωc軸奇對(duì)稱偶次諧波關(guān)于ω=ωc軸偶對(duì)稱2023/2/134

這相當(dāng)于窄帶調(diào)頻。

對(duì)于任意FM值，各階貝塞爾函數(shù)的平方和恒等于1，即已調(diào)波的各次諧波能量之和等于載波能量，滿足能量守恒。2023/2/135利用cosxcosy=[cos(x-y)+cos(x+y)]/2sinxsiny=[cos(x-y)-cos(x+y)]/2J-n(βFM)=(-1)nJn(βFM)有

結(jié)論:調(diào)頻信號(hào)的頻譜中含有無窮多個(gè)頻率分量，其幅度正比于各自對(duì)應(yīng)的貝塞爾系數(shù)。奇次諧波關(guān)于ω=ωc軸奇對(duì)稱,偶次諧波關(guān)于ω=ωc軸偶對(duì)稱

調(diào)頻信號(hào)的帶寬是無窮的。2023/2/136二.單頻調(diào)制FM信號(hào)性質(zhì)

1.寬帶調(diào)頻信號(hào)的頻譜為載頻+無窮多對(duì)對(duì)稱分布在載頻兩邊的邊頻分量。

2.由于貝塞爾系數(shù)的大小隨階數(shù)上升而下降，所以功率較大的頻率分量主要集中在低階頻譜，可以只傳輸帶寬βFM以內(nèi)的信號(hào)。一般認(rèn)為|Jn(βFM)|≥0.01A的邊頻為有效諧波，式中A為未調(diào)載波幅度。

2023/2/137二.單頻調(diào)制FM信號(hào)性質(zhì)3.能通過有效諧波的帶寬為有效帶寬。

BFM=2nmaxfm

式中nmax為有效諧波的次數(shù)

2023/2/1384.3.2單頻調(diào)制時(shí)的頻帶寬度

-卡森公式有效計(jì)算頻帶寬度的公式稱為卡森公式。

式中βFM為調(diào)頻指數(shù)。

fm為調(diào)制信號(hào)的帶寬。2023/2/1394.3.2單頻調(diào)制時(shí)的頻帶寬度

-卡森公式

上式表明其邊頻分量只計(jì)算到βFM+1次。圖4-8所示為調(diào)頻信號(hào)帶寬與調(diào)頻指數(shù)之間的關(guān)系曲線.

當(dāng)βFM1,BFM=2fm，這就是窄帶調(diào)頻的情況。當(dāng)βFM1,BFM=2fmax，2023/2/1404.3.3單頻調(diào)制時(shí)的功率分配

在調(diào)頻信號(hào)中，所有頻率分量（包括載波）的平均功率之和為常數(shù)。

當(dāng)βFM=0,即不調(diào)制時(shí)，J0（N）=1,此時(shí)總功率為載波功率A02/2.

當(dāng)βFM0,即有調(diào)制時(shí),J0（N）1,載波功率下降,能量分配到邊頻上,但總功率為A02/2.例4-12023/2/141§4.4任意信號(hào)調(diào)制一．雙頻及多頻正弦信號(hào)調(diào)制雙頻調(diào)制信號(hào)

f(t)=Am1cosωm1t+Am2cosωm2t其中調(diào)頻指數(shù)2023/2/142引入復(fù)信號(hào)表示其中2023/2/1432023/2/144n個(gè)頻率正弦信號(hào)調(diào)制同理可得例4-22023/2/145

雙頻正弦及多頻正弦調(diào)制頻譜中，除有無窮多個(gè)c+nm1和c+km2線性分量以外，還有無窮多個(gè)c+nm1+km2非線性分量，稱為交叉分量，大大增加了頻率成份。

2023/2/1464.4.1周期性信號(hào)調(diào)頻周期性信號(hào)可以用傅氏級(jí)數(shù)分解為無窮多個(gè)頻率分量。只取其中的有限項(xiàng)，可以用多頻調(diào)制來計(jì)算，但是太繁瑣。以下討論一種更為簡(jiǎn)潔的方法。2023/2/147調(diào)頻波可以表示為：2023/2/148

因調(diào)制信號(hào)f(t)是周期信號(hào)，所以q(t)也是周期信號(hào)，可以用傅氏級(jí)數(shù)展開：2023/2/149調(diào)頻波可以表示為：

這里的主要問題是求Cn，對(duì)于某些簡(jiǎn)單的周期信號(hào)是容易的。見例題4-32023/2/1504.4.2隨機(jī)信號(hào)的調(diào)頻一個(gè)隨機(jī)信號(hào)f(t),其概率密度函數(shù)為p[f(t)]由它產(chǎn)生的調(diào)頻信號(hào)，其功率譜密度函數(shù)為FM().由于已調(diào)頻信號(hào)的頻率和調(diào)制信號(hào)的幅度成正比，所以p[f(t)]和FM()具有相同的形狀。如下圖所示。2023/2/151圖4-11隨機(jī)信號(hào)的幅度概率密度2023/2/152圖4-12隨機(jī)信號(hào)調(diào)頻后的功率譜2023/2/1534.4.3.任意限帶調(diào)制時(shí)的頻帶寬度頻偏比最大角頻偏?ωmax=KFM|f(t)|max

對(duì)于單頻調(diào)制信號(hào)，用卡森公式計(jì)算頻寬。怎樣計(jì)算任意限帶信號(hào)的頻寬。首先定義頻偏比2023/2/154用DFM來代替卡森公式中的調(diào)頻指數(shù)FM帶寬計(jì)算式為：

BFM=2(DFM+1)fmax

實(shí)際應(yīng)用表明，由上式計(jì)算得到的帶寬偏窄對(duì)于DFM>2的情況，通常用下式計(jì)算帶寬更好一些

BFM=2(DFM+2)fmax2023/2/155§4.5寬帶調(diào)相4.5.1單頻寬帶調(diào)相與單頻寬帶調(diào)頻信號(hào)的推導(dǎo)相同，有：2023/2/156§4.5寬帶調(diào)相

調(diào)相信號(hào)頻譜與調(diào)頻信號(hào)頻譜的差別僅在于各邊頻分量的相移不同。調(diào)相信號(hào)的帶寬BPM

BPM=2（βPM+1）fm

當(dāng)βPM1時(shí)

BPM=2βPMfm2023/2/157與寬帶調(diào)頻比較對(duì)于寬帶調(diào)頻：

BFM

2βFMfm=2(KFMAm/m)*fm

當(dāng)調(diào)制信號(hào)的頻譜變寬時(shí)，調(diào)頻信號(hào)的帶寬不會(huì)發(fā)生變化。對(duì)于寬帶調(diào)相：

BPM

2βPMfm=2(KPMAm)*fm

當(dāng)調(diào)制信號(hào)的頻譜變寬時(shí)，調(diào)相信號(hào)的帶寬也要變寬,這對(duì)于頻分復(fù)用系統(tǒng)是非常不利的,故模擬寬帶調(diào)相很少使用。2023/2/158§4.6調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生與解調(diào)一.調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生:兩種方法1.直接法：用調(diào)制信號(hào)去改變壓控振蕩器（VCO）的頻率。2023/2/159振蕩器的瞬時(shí)頻率其中載波頻率2023/2/1602023/2/161

通常，在壓控振蕩器的電容里有一只是變?nèi)荻O管，調(diào)制信號(hào)加在變?nèi)荻O管作為偏置電壓，當(dāng)信號(hào)幅度變化時(shí)，偏置電壓的改變將引起變?nèi)荻O管的容量發(fā)生改變，進(jìn)而引起本地振蕩器的頻率發(fā)生改變，實(shí)現(xiàn)了調(diào)頻的目的。2023/2/1622.倍頻法

—將窄帶調(diào)頻信號(hào)倍頻后即得到寬帶調(diào)頻信號(hào)。窄帶調(diào)頻信號(hào)可以表示為下式：2023/2/163然后用理想的平方律非線性器件來實(shí)現(xiàn)倍頻

窄帶調(diào)頻調(diào)制器方框圖2023/2/164理想平方律非線性器件

So(t)=aSi2(t)

輸入調(diào)頻信號(hào)

Si(t)=Acos[ωct+Φ(t)]輸出

濾出直流分量后可以得到新的調(diào)頻信號(hào)，其載頻和頻偏均增加了2倍，調(diào)頻指數(shù)也增加2倍。經(jīng)過n倍頻后的調(diào)頻信號(hào),調(diào)頻指數(shù)也增加了n倍，實(shí)現(xiàn)了寬帶調(diào)頻。2023/2/165二.調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)兩種解調(diào)方式：非相干解調(diào)和相干解調(diào)。1.非相干解調(diào)—鑒頻2023/2/166調(diào)頻信號(hào)的非相干解調(diào)2023/2/167低通濾波后得到第二項(xiàng)，隨f(t)變化的量。2023/2/168其中τ=RC|K(jω)|=τω當(dāng)輸入為FM波，即ω(t)=ωc+KFMf(t)時(shí)微分器輸出∝ω(t)∝f(t)微分器：頻率-幅度變換電路2023/2/169如圖所示的平衡鑒頻的得到了廣泛應(yīng)用2023/2/1702.相干解調(diào)：對(duì)于窄帶調(diào)頻，可以采用相干解調(diào)的的方式進(jìn)行解調(diào)。窄帶調(diào)頻信號(hào)的相干解調(diào)2023/2/1712023/2/172§4.7調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能一.基本模型2023/2/173下圖為帶通濾波器特性2023/2/1744.7.1非相干解調(diào)的抗噪性能解調(diào)器輸入端噪聲功率為：調(diào)頻信號(hào)為：2023/2/175輸入信噪比解調(diào)器輸入端信號(hào)功率為：2023/2/176非相干解調(diào)器的輸入端加入的總和信號(hào)

y(t)=SFM(t)+ni(t)

其中窄帶噪聲ni(t)=nI(t)cosωct-nQ(t)sinωct=V(t)cos[ωct+θ(t)]2023/2/1771、大信噪比情況2023/2/178

上式中(t)為調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)相位，V(t)為窄帶高斯噪聲的瞬時(shí)幅度，(t)窄帶高斯噪聲的瞬時(shí)相位。上面兩個(gè)同頻余弦合成為下面的一個(gè)余弦波。

Si(t)+ni(t)=B(t)cos[c(t)+(t)]

這里B(t)對(duì)解調(diào)器的輸出無影響，只有(t)是需要關(guān)心的。2023/2/179三個(gè)矢量如下，分別表示信號(hào)、噪聲和合成矢量。

大信噪比時(shí)，構(gòu)成如圖所示的矢量關(guān)系。2023/2/180大信噪比2023/2/181鑒頻器輸出其中上式中，第一項(xiàng)是信號(hào)項(xiàng)，第二項(xiàng)是噪聲項(xiàng)。2023/2/182解調(diào)輸出信號(hào)為：輸出信號(hào)功率為：2023/2/183

由于窄帶高斯噪聲的瞬時(shí)相位在（-，）范圍內(nèi)服從均勻分布。所以：

nd(t)=V(t)sin[θ(t)-(t)]=V(t)sin[θ(t)]

這就是載頻為0的窄帶高斯噪聲的正交分量，具有與ni(t)相同的單邊功率譜密度n02023/2/184

則理想微分網(wǎng)絡(luò)的功率傳遞函數(shù)為|H(ω)|2=|jω|2=ω2=(2πf)2式4-101中，鑒頻后輸出噪聲項(xiàng)為nd(t)具有功率譜密度n0，噪聲的時(shí)域求導(dǎo)對(duì)應(yīng)于頻域乘以j，相當(dāng)于噪聲通過了一個(gè)微分網(wǎng)絡(luò)。2023/2/185所以解調(diào)器輸出噪聲的功率譜密度為Sno(ω)=

上式表明：鑒頻器輸出噪聲功率譜密度，在帶內(nèi)，已不再是均勻分布，而變成拋物線分布。隨著頻率的增加，噪聲功率按平方率增加。2023/2/186非相干解調(diào)時(shí)的輸出噪聲功率譜2023/2/187LPF濾除調(diào)制信號(hào)頻帶以外的頻率分量后，噪聲功率為：2023/2/188解調(diào)器的輸出信噪比2023/2/189信噪比增益寬帶調(diào)制時(shí)，▽fmax>>fm，BFM≈2▽fmax2023/2/190寬帶單頻調(diào)制時(shí)DFM=βFM2023/2/191單頻寬帶調(diào)頻的信噪比增益大信噪比時(shí)的寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的解調(diào)信噪比增益是很大的，與調(diào)頻指數(shù)的立方成正比。例如調(diào)頻廣播FM=5，信噪比增益為450。例4-52023/2/192FM與AM抗噪聲性能比較：?jiǎn)晤l調(diào)制AM：最大調(diào)制情況，包絡(luò)檢波SAM(t)=(A1+Amcos▽t)cosωct=A1(1+cos▽t)cosωct2023/2/193FM：

SFM(t)=Acos(ωct+βFMsinωmt)2023/2/194當(dāng)AM和FM輸入信號(hào)功率相等時(shí)，有

當(dāng)調(diào)幅系數(shù)AM=1（臨界調(diào)幅）時(shí)，輸入調(diào)幅信號(hào)功率

Si=A02/2+E[f2(t)]/2

=A12/2+A12/4

=3A12/4而調(diào)頻信號(hào)功率為

Si=A2/22023/2/195信噪比之比：輸出信噪比：2023/2/1964.7.2.門限效應(yīng)對(duì)于小信噪比情況，噪聲遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)的時(shí)候，有門限效應(yīng)產(chǎn)生，使鑒頻器的輸出信號(hào)失真。參考線2023/2/197小信噪比情況，

上式中第一項(xiàng)主要是噪聲相角，第二項(xiàng)也非常小，信號(hào)完全被噪聲淹沒，輸出信噪比急劇下降，稱為門限效應(yīng)。2023/2/198一、怎樣判斷發(fā)生了門限效應(yīng)

1、只發(fā)載波信號(hào)，觀察鑒頻器輸出，當(dāng)信噪比很大時(shí)，只輸出如左圖所示的高斯噪聲。

2、減少信號(hào)或增加噪聲，當(dāng)鑒頻器輸出出現(xiàn)了右圖所示的尖脈沖，則判斷出現(xiàn)了“門限效應(yīng)”。2023/2/199圖4-23低信噪比時(shí)的矢量圖圖4-24低信噪比時(shí)的相位跳變2023/2/1100單頻正弦調(diào)制情況下，門限值以下的輸出信噪比：二、門限效應(yīng)與調(diào)頻指數(shù)的關(guān)系2023/2/11011.(Si/Ni)FM>10dB時(shí)，輸出信噪比和輸入信噪比呈線性關(guān)系，即(Si/Ni)FM

足夠大時(shí)2.βFM

越大，發(fā)生門限效應(yīng)的轉(zhuǎn)折點(diǎn)也越高，但轉(zhuǎn)折點(diǎn)之上輸出信噪比的改善則越明顯。2023/2/11022023/2/1103三.相干解調(diào)(用于窄帶調(diào)頻）的抗噪聲性能窄帶調(diào)頻相干解調(diào)模型

窄帶調(diào)頻信號(hào)采用相干解調(diào)，其抗噪聲模型如下圖所示：2023/2/1104經(jīng)相干解調(diào)（與本振相乘、低通濾波和微分）得到：其中第一項(xiàng)為有用信號(hào)、第二項(xiàng)為噪聲。因此2023/2/1105輸出信號(hào)功率噪聲功率譜輸出噪聲功率輸出信噪比輸入信噪比2023/2/1106得信噪比增益：最大角頻偏2023/2/1107

與高調(diào)制指數(shù)的寬帶調(diào)頻相比，窄帶調(diào)頻的信噪比增益很低，但與相同帶寬的調(diào)幅相比，則有稍高的增益。重要的是，窄帶調(diào)頻信號(hào)采用相干解調(diào)，不存在“門限效應(yīng)”2023/2/1108§4.7調(diào)頻系統(tǒng)中的預(yù)加重和去加重技術(shù)

語音和圖像信號(hào)低頻段能量大，高頻段信號(hào)能量明顯?。欢b頻器輸出噪聲的功率譜密度隨頻率的平方而增加（低頻噪聲小，高頻噪聲大），造成信號(hào)的低頻信噪比很大，而高頻信噪比明顯不足，使高頻傳輸困難。調(diào)頻收發(fā)技術(shù)中，通常采用預(yù)加重和去加重技術(shù)來解決這一問題。預(yù)加重(Pre-emphasis)：發(fā)送端對(duì)輸入信號(hào)高頻分量的提升。去加重(De-emphasis)

：解調(diào)后對(duì)高頻分量的壓低。2023/2/1109

預(yù)加重特性的選擇標(biāo)準(zhǔn)—解調(diào)輸出的噪聲功率譜具有平坦特性。由于調(diào)頻解調(diào)的微分作用將使噪聲功率譜呈拋物線特性，所以對(duì)于信號(hào)也取相同的加重特性。預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)Hp(ω)=jω

去加重網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)Hd(ω)=1/Hp(ω)2023/2/1110預(yù)加重和去加重網(wǎng)絡(luò)2023/2/1111解調(diào)輸出噪聲功率譜去加重傳遞函數(shù)去加重后噪聲功率無去加重時(shí)噪聲功率信噪比改善值2023/2/1112

由于預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)的作用是提升高頻分量，因此調(diào)頻后的最大頻偏就有可能增加，超出原有信道所允許的頻帶寬度。為了保持預(yù)加重后頻偏不變，需要在預(yù)加重后將信號(hào)衰減一些，然后進(jìn)行調(diào)制。2023/2/1113§4.9改善門限效應(yīng)的解調(diào)方法門限擴(kuò)展技術(shù)—出現(xiàn)門限效應(yīng)的轉(zhuǎn)折點(diǎn)盡可能向低輸入信噪比方向擴(kuò)展.基本方法—減小鑒頻前的等效帶寬，從而提高等效信噪比。2023/2/1114一.反饋解調(diào)器壓控振蕩器(VoltageControlOscillator,VCO)是一個(gè)正弦信號(hào)發(fā)生器，它的瞬時(shí)頻率受解調(diào)輸出的控制。如下圖,設(shè)中心頻率為C-I,I是帶通濾波器的中心頻率,是調(diào)頻信號(hào)的載頻。2023/2/1115VCO的輸出角頻率

ωv(t)=(ωc-ωI)+KVCOSo(t)VCO的輸出信號(hào)為調(diào)頻波解調(diào)器的輸入為調(diào)頻信號(hào)（來自發(fā)射機(jī)）2023/2/1116相乘后輸出信號(hào)2023/2/1117帶通濾波器的輸出鑒頻器的輸出2023/2/1118鑒頻器輸入信號(hào)的瞬時(shí)角頻率解上式方程，解出SO(t)，得出解調(diào)器輸出信號(hào)實(shí)現(xiàn)了鑒頻功能。2023/2/1119調(diào)頻波的頻偏為原來的1/(1+KDKVCO)倍=>BPF的帶寬是輸入調(diào)頻信號(hào)的1/(1+KDK