雙向DCDC變換器在燃料電池能量管理中的應(yīng)用結(jié)題報告

1、重點實驗室開放項目結(jié)題報告（第十四期）雙向dc-dc變換器在燃料電池能量管理中的應(yīng)用項目編號：zd201314062單 位：磁浮列車與磁浮技術(shù)重點實驗室指導(dǎo)教師： 項目成員： 實驗時間：2014年 9 月2014年 6 月一、概述我們此次實驗項目的名稱為“雙向dc-dc變換器在燃料電池能量管理中的應(yīng)用”。電動車燃料電池（fcev)被認為是21世紀電動交通工具發(fā)展的最大成就。許多國家投資數(shù)百億美元開發(fā)這個項目。雙向dc-dc變換器是fcev的一個核心部分。當車輛正常運行和加速時變換器給發(fā)動機提供能量，當車輛減速或制動是，則反饋能量。本課題是“燃料混合動力車電氣模擬試驗系統(tǒng)”中的一個部件。技術(shù)參數(shù)

2、如下：1 電池電壓：dc24v2 雙向dc-dc變換器輸出電壓24v 3 輸出電流3a關(guān)鍵詞：雙向全橋dc/dc變換器充電模式放電模式控制模型 雙向dc-dc變換器二、雙向dc-dc變換器的幾種典型拓撲雙向dc-dc變換器是直流變換器的雙象限運行，可實現(xiàn)能量的雙向傳輸，在功能上相當于兩個單相直流變換器，是典型的“一機兩用”設(shè)備，在需要能量雙向流動的場合可大幅度減輕系統(tǒng)的體積重量以及成本，具有重要的研究價值和實用價值。它的典型拓撲可分為：推挽正激移相式雙向dc-dc變換器、級聯(lián)式雙向dc-dc變換器、正反激組合式雙向dc-dc變換器；(1) 推挽正激移相式雙向dc-dc變換器：其輸出電感電流紋波

3、小、可以實現(xiàn)開關(guān)管zvs開關(guān)的優(yōu)點.為減小開關(guān)損耗,提出了一種諧振網(wǎng)絡(luò)中諧振電容充電回路和放電回路分離的zct實現(xiàn)策略,減小了導(dǎo)通損耗和原有zct策略存在的開關(guān)管附加電流應(yīng)力.研究了輸入輸出電壓變比和移相角對移相式bdc環(huán)流能量的影響,指出移相式bdc方案不適于寬調(diào)壓范圍應(yīng)用.最后把推挽正激電路應(yīng)用在移相式bdc場合,它具有開關(guān)管有效箝位、響應(yīng)速度快等優(yōu)點.圖一 推挽正激移相式雙向dc-dc變換器原理圖(2) 級聯(lián)式雙向dc-dc變換器 級聯(lián)式bdc是一種新型bdc結(jié)構(gòu).首先以buck/boost bdc電路構(gòu)建試驗平臺,研究了bdc的控制模型,指出單電壓閉環(huán)的pid調(diào)節(jié)器可實現(xiàn)bdc系統(tǒng)穩(wěn)定

4、.然后研究了直流變壓器的工作特性,它具有易于實現(xiàn)zvs開關(guān)、頻帶寬、功率密度高等優(yōu)點.在此基礎(chǔ)上,采用具有調(diào)壓功能的buck/boost bdc和具有隔離變壓功能的直流變壓器級聯(lián),構(gòu)成了級聯(lián)式bdc.級聯(lián)式bdc具有:兩部分可分別優(yōu)化設(shè)計、功率密度高、適于大變比變換的應(yīng)用等優(yōu)點.最后擴展了直流變壓器的概念,提出了三種形式的ac-ac變壓器,研究了控制方案,并進行了仿真和試驗驗證.該變壓器的優(yōu)點是:可對各種形狀的低頻電壓進行比例變換、實現(xiàn)全部功率開關(guān)的zvs開關(guān)、變換效率和功率密度高、寬頻帶、適用于各種負載性質(zhì)等。圖二 級聯(lián)式雙向dc-dc變換器原理圖 (三)正反激組合式雙向dc-dc變換器正反

5、激組合式bdc是一種新穎的bdc構(gòu)成方案.正激和反激組合式bdc的一側(cè)繞組串聯(lián),另一側(cè)并聯(lián).這種結(jié)構(gòu)的bdc拓撲解決了buck/boost隔離型bdc拓撲存在的開關(guān)管電壓尖峰問題.正激和反激組合式bdc中的耦合電感和正激變壓器一起向副邊傳遞功率,克服了反激式bdc單純采用耦合電感傳遞能量的缺點和移相式bdc采用變壓器漏電感傳遞能量的缺點。圖三 正反激組合式雙向dc-dc變換器電力機車上的電動機是典型的有源負載，電動機根據(jù)駕駛員的不同指令既可以工作在電動狀態(tài)，又可以工作在再生發(fā)電狀態(tài)，既可以吸收電力牽引網(wǎng)電能將其轉(zhuǎn)化為機械能及其它形式的能源輸出，又可以將再生發(fā)電產(chǎn)生的電能反饋回牽引網(wǎng)中去。由于電

6、力機車中的電動機轉(zhuǎn)速范圍很寬，在這種情況下，雙向dc-dc變換器可以將電力機車制動剎車時由機械能轉(zhuǎn)換而來的電能，以可控的方式給蓄電池組充電。電力機車采用雙向dc-dc變換器可以優(yōu)化電力機車控制，提高機車整體的性能和能量使用效率。雙向dc-dc變換器可以非常方便地實現(xiàn)能量的雙向傳輸，使用的電力電子器件數(shù)目小，具有體積小、效率高、成本低等優(yōu)點。雙向dc-dc變換器原理：雙向dc-dc變換器電路如圖所示。通過控制開關(guān)t1和t2,達到雙向直流升壓與降壓的目的。在升壓運行時，t2動作，t1截止，變換器工作在boost狀態(tài);當t1動作，t2截止時，變換器工作在buck狀態(tài)，實現(xiàn)降壓功能。圖四 雙向dc-d

7、c變換器原理圖三、雙向dc-dc變換器基本原理3.1幾種基本的變換器 電力電子變換器是應(yīng)用電力電子器件將一種電能轉(zhuǎn)變?yōu)榱硪环N或多種形式電能的裝置。電源可分為兩類：一是直流電(dc)，其頻率f=0；二是交流電(ac)，其頻率f0。因此按轉(zhuǎn)換電源的種類，可分為4類基本的電能變換器，如圖1.1所示。 圖1.1電能變換器類型 dc/dc變換器，又稱直流斬波器，將一種直流電轉(zhuǎn)換成另一種直流電的電能變換器，是直流開關(guān)電源的主要部件。 dc/ac逆變器，將頻率0f=的直流電轉(zhuǎn)換成頻率0f的交流電的電能變換器，是交流開關(guān)電源和不間斷ups的主要部件。 ac/dc整流器，將頻率0f的交流電轉(zhuǎn)變成頻率0f=的直流

8、電的電能變換器。 ac/ac變頻器，將頻率為1f交流電轉(zhuǎn)變?yōu)榱硪环N頻率為2f交流電的電能變換器。 這四類變換器可以是單向的，也可以是雙向的，單向電能變換器將從一端輸入的電能經(jīng)變換后從另一端輸出，雙向電能變換器可實現(xiàn)電能的雙向流動。本文主要研究對象是電能可以雙向流動的dc/dc變換器，也稱為雙向dc/dc變換器。3.1.1雙向dc/dc變換器的原理介紹 單向dc/dc變換器，能量只能從一端輸入，從另一端輸出，如圖1.2所示，這類變換器的主功率傳輸通路上一般都有二極管這個環(huán)節(jié)，因此變換器傳遞能量時只能是單向的，即圖1.2中，能量只能從1v經(jīng)變換器傳輸?shù)?v，而不能反向流動。然而對于有些需要能量可雙

9、向流動的場合（1v和2v可以是直流電壓源或直流有源負載，它們的電壓極性保持不變。能量有時可從1v傳輸?shù)?v，有時可從2v傳輸?shù)?v），如果仍使用單向dc/dc變換器，則需要將兩個單向dc/dc變換器反并聯(lián)，如圖1.3(a)所示，單向dc/dc變換器實現(xiàn)從1v到2v的能量流動，反并聯(lián)單向dc/dc變換器實現(xiàn)從2v到1v的能量流動。但是這樣電路就會變得復(fù)雜化，實際上可以將這兩個單向變換器的功能由一個變換器來完成，即是雙向dc/dc變換器。 圖1.2單向dc/dc變換功能框圖(b)雙向dc/dc變換器結(jié)構(gòu)圖1.3雙向dc/dc變換功能框圖 雙向dc/dc變換器是指在保持變換器兩端的直流電壓極性不變的

10、情況下，能夠根據(jù)需要調(diào)節(jié)能量傳遞方向的直流變換器，如圖1.3(b)所示。雙向dc/dc變換器置于電源v1和v2之間，控制其間的能量傳遞。i1和i2分別是v1和v2的平均輸入電流。根據(jù)實際需要，可以通過雙向dc/dc變換器的控制器控制功率流向：使能量從v1傳輸?shù)絭2稱為正向工作模式，此時i1為負、i2為正；使能量從v2傳輸?shù)絭1稱為反向工作模式，此時i1為正、i2為負。3.1.2 雙向dc/dc變換器的構(gòu)成方法圖1.5雙向buck-boostdc/dc變換器演變示意圖 從電路拓撲上講，單向dc/dc變換器可簡化為含有如圖1.4(a)所示單向基本變換單元的基本原理結(jié)構(gòu)5，該基本變換單元由一個有源開

11、關(guān)和一個二極管構(gòu)成，簡單的實例如圖1.5(a)中的單向buckdc/dc變換器和圖1.5(b)中的單向boostdc/dc變換器，由于二極管的存在，能量只能單方向傳輸。而常規(guī)的雙向dc/dc變換器可簡化為如圖1.4(b)所示雙向基本變換單元的基本原理結(jié)構(gòu)，此雙向變換單元由兩個各自有反并聯(lián)二極管的有源開關(guān)構(gòu)成（反并聯(lián)二極管也可是有源開關(guān)管體內(nèi)寄生二極管）。圖1.5(c)為基本的雙向buck-boostdc/dc變換器，它有兩種簡單的工作方式：2q保持關(guān)斷，q1采用pwm方式工作，變換器實際為一個buck電路，能量從v1傳輸?shù)絭2；q1保持關(guān)斷，q2采用pwm方式工作，變換器實際為一個boost電

12、路，能量從v2傳輸?shù)絭1。 用同樣的方法，可以將升降壓式(buck/boost)、庫克(cuk)、瑞泰(zeta)、賽皮克(sepic)、全橋(full-bridge)等直流變換器構(gòu)成bibuck/boost、bicuk、bisepic-zeta、bifull-bridge等雙向直流變換器。 與傳統(tǒng)的采用雙-單向dc/dc變換器來達到能量雙向傳輸?shù)姆桨赶啾?，雙向dc/dc變換器應(yīng)用一個變換器來控制能量的雙向傳輸，使用的總體開關(guān)器件數(shù)目少，且可以更快的進行功率傳輸方向的切換。而且，一般雙向dc/dc變換器更方便在現(xiàn)有的電路上使用同步整流工作方式，有利于降低通態(tài)損耗?？傊?，雙向dc/dc變換器具有

13、高效率、體積小、動態(tài)性能好和成本低等優(yōu)勢。1.1.3雙向dc/dc變換器的分類 按照雙向dc/dc變換器的構(gòu)成方法，雙向dc/dc變換器可以由單向dc/dc變換器演變而來，按輸入和輸出之間是否有電氣隔離，或功率開關(guān)器件的個數(shù)進行分類。 非隔離型雙向dc/dc變換器有：bibuck-boost、bibuck/boost、bicuk、bisepic-zeta等，這類變換器只能實現(xiàn)電流的雙向流動，并不能改變電壓的極性，故稱為電流雙向變換器，即在電壓和電流為坐標的平面內(nèi)，僅電流可正可負，變換器工作在第i和第ii象限。電壓雙向變換器則只能實現(xiàn)電壓極性的變換，電流方向不變，變換器工作在第i和第象限。橋式直

14、流變換器既能實現(xiàn)電流的正與負，也能改變輸出電壓的極性，為四象限直流變換器。因而這種四象限直流變換器對直流電機電樞供電時，可以使直流電機在四個象限區(qū)域工作。 隔離型雙向dc/dc變換器有：反激式雙向(biflyback)dc/dc變換器，正激式雙向(biforward)dc/dc變換器，雙向半橋(bihalfbridge)dc/dc變換器，雙向推挽(bipush-pull)dc/dc變換器，雙向全橋(bifullbridge)dc/dc變換器等。不僅同一種類型的隔離直流變換器可構(gòu)成隔離型雙向dc/dc變換器，而且不同形式的隔離直流變換器也可組合成隔離型雙向dc/dc變換器。 直流變換器的拓撲有很

15、多種，也在不斷發(fā)現(xiàn)新的電路拓撲。雙向直流變換器的電路拓撲也在不斷增加。雙向直流變換器按開關(guān)轉(zhuǎn)換條件，也可分為硬開關(guān)和軟開關(guān)兩類。3.2.2燃料電池電源系統(tǒng) 燃料電池是一種可以將化學(xué)能轉(zhuǎn)變成電能的裝置，在電動汽車和電力機車中有很好的應(yīng)用前景。 在燃料電池系統(tǒng)中含有一個壓縮機電機，正常運轉(zhuǎn)情況下，該壓縮機可由燃料電池輸出電壓供電，但在電動汽車啟動時，燃料電池電壓尚未建立起來，需要輔助電源來供電，提供壓縮機電機的驅(qū)動能量，給燃料電池創(chuàng)造啟動條件。輔助電源有兩個作用:在燃料電池啟動前，提供直流母線的電壓；當汽車制動時，希望制動能量能夠回饋并得到合理的應(yīng)用。采用蓄電池作為輔助供電電源，通過雙向dc/dc

16、變換器可以滿足這兩個方面的要求：快速啟動燃料電池；將制動能量回饋給蓄電池。圖1.8為電動汽車燃料電池電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，雙向dc/dc變換器是此電源管理系統(tǒng)中的重要組成部分之一。為了和目前的汽車負載保持兼容1214，電池電壓一般為12v，直流母線電壓為288v。蓄電池供電時，雙向dc/dc變換器工作在放電模式，輸入電池電壓波動，輸出穩(wěn)定電壓288v，放電功率1.5kw；蓄電池儲能時，雙向dc/dc變換器工作在充電模式，將電能存儲于蓄電池中。上述領(lǐng)域中應(yīng)用的雙向dc/dc變換器的共同特點是：變換器功率較大，變換器所連接的電路中一端是電壓較低的蓄電池，另一端的電壓較高。由于電壓等級差別較大，同時出于

17、安全、輸出匹配等因素的考慮，這類變換器一般都采用變壓器進行低壓與高壓之間的隔離，即選用隔離型雙向dc/dc變換器。雙向全橋dc/dc變換器的工作原理3.2.1變換器主電路拓撲 帶隔離變壓器的雙向全橋dc/dc變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖2.1所示。圖2.1中變壓器兩側(cè)整流/逆變單元均是全橋型結(jié)構(gòu)，高壓側(cè)的為電壓型全橋結(jié)構(gòu)，低壓側(cè)為電流型全橋結(jié)構(gòu)。兩側(cè)可以實現(xiàn)能量的雙向流動。 圖2.1中，1r為高壓側(cè)母線負載；變壓器兩側(cè)繞組匝數(shù)分別為1n、2n，匝比為n=n1：n2；lr1為變壓器高壓側(cè)等效漏感或與外串電感之和；lr2為變壓器低壓側(cè)等效漏感或與外串電感之和；cb1、cb2分別為變壓器高壓側(cè)和低壓側(cè)所串隔

18、直電容；lf在充電模式時是濾波電感，放電模式時是儲能電感；fc是高壓側(cè)的濾波穩(wěn)壓電容。 該變換器有兩種工作模式：當供電電源v1正常時，開關(guān)k1閉合，v1提供母線負載r1能量，同時通過變換器給蓄電池v2充電，稱為充電模式；當供電電源v1故障時，開關(guān)k1斷開，蓄電池v2作為應(yīng)急供電電源通過變換器升壓后提供高壓側(cè)母線負載r1能量，稱為放電模式。充電模式時，開關(guān)管q1q4有驅(qū)動信號，并采用移相pwm控制方式，而開關(guān)管q5q8則不加驅(qū)動信號，只利用其反并聯(lián)二極管d5d8實現(xiàn)輸出全橋整流。放電模式時，開關(guān)管q5q8有驅(qū)動信號，當四個開關(guān)管同時導(dǎo)通時電感l(wèi)f儲能，當對管q5、q8（或q6、q7）同時導(dǎo)通時，

19、向高壓側(cè)負載傳遞能量，實現(xiàn)變換器的升壓功能，而開關(guān)管q1q4則沒有驅(qū)動信號，只利用其反并聯(lián)二極管d1d4實現(xiàn)輸出全橋整流。3.2.2控制方式 橋式直流變換器和逆變器一樣，有雙極性、單極性和移相三種控制方式。在橋式直流變換器中，移相控制方式易實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓（zvs）開通，故在此討論研究移相控制方式下的全橋直流變換器。移相控制方式一個橋臂的兩個開關(guān)管的驅(qū)動信號180度互補導(dǎo)通且中間有死區(qū)，兩個橋臂的導(dǎo)通角相差一個相位，即移相角。通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)輸出電壓。圖2.2(b)中q1、q2的驅(qū)動信號超前于q3、q4一個相位，稱q1、q2組成的橋臂為超前橋臂，q3、q4組成的橋臂為滯后橋臂。圖2

20、.2(a)中的開關(guān)管q1q4上不僅有反并聯(lián)二極管d1d4，還有并聯(lián)電容c1c4，它們可以是開關(guān)管的結(jié)電容，或外加的小電容。c1c4的作用是使開關(guān)器件在關(guān)斷時其兩端電壓從零緩慢上升，實現(xiàn)軟關(guān)斷，減少關(guān)斷損耗。在開關(guān)器件關(guān)斷、開通過程中，電容c1c4與lr1諧振，使開關(guān)管在施加驅(qū)動信號開通時其兩端電壓已為零，從而實現(xiàn)零電壓開通，無開通損耗。3.2.3運行模式分析為了使圖2.2(a)電路工作原理的分析簡明、清晰，假定：(1)所有功率開關(guān)管均為理想器件，忽略正向壓降及開關(guān)時間；(2) 所有電感、電容和變壓器均為理想元件；(3) c1=c2，c3=c4；(4)只要濾波電感l(wèi)f比較大，且lfln/n*n

21、圖2.2(b)是該全橋變換器的充電模式時的主要工作波形，在一個開關(guān)周期中，共有12個開關(guān)模態(tài)，因為前半個周期的開關(guān)模態(tài)和后半個周期的開關(guān)模態(tài)工作情況類同，所以圖2.2(c)只畫出穩(wěn)態(tài)工作時半個周期6個開關(guān)模態(tài)的等效電路，且未畫出變壓器輸出電路。模態(tài)1：t=t0時，q1關(guān)斷，電感l(wèi)r1電流達到最大值ip=ip。由于電路有電感，等效電感l(wèi)很大，電流ip變化不大，ip從q1轉(zhuǎn)到c1、c2。c1從零電壓開始充電，實現(xiàn)了q1軟關(guān)斷；c2放電。t=t1時，c1從零充電到v1，c2從v1放電到零，vab=vcd=0，d2開始導(dǎo)電，創(chuàng)造了q2的zvs條件。副邊經(jīng)5d、d8整流輸出。3.2.4占空比損失的計算觀

22、察圖2.2(b)的逆變器輸出電壓vab和整流橋輸出電壓vcd的波形，可知，在t2t5和t8t11期間，vab0，vcd=0，這就造成，半個周期內(nèi)整流橋輸出電壓vcd的占空比deff小于逆變器輸出電壓vab的占空比d，占空比有損失。下面計算副邊占空比effd和原邊占空比d之間的關(guān)系263338。為分析方便，忽略開關(guān)管并聯(lián)電容充放電過程，則移相全橋直流變換器理論開關(guān)波形可進一步簡化，見圖2.3，圖中給出了充電模式一周期內(nèi)開關(guān)管斬波電壓abv、電感1rl上的電流pi波形和變壓器副邊整流輸出電壓cdv波形。由圖2.3可見，由于變壓器存在漏電感1rl，使占空比損失期間(25tt和811tt)，原邊電流以

23、斜率11/rvl上升，因此輸出電壓cdv占空比effd小于原邊占空比d，d由超前臂和滯后臂開關(guān)管的驅(qū)動信號的相位差決定:原邊占空比由移相控制決定；副邊占空比deefd。充電模式時，變換器的電壓增益(推導(dǎo)過程見第三章)為：v2/v1=deef/n (2-8)功率傳輸階段，變壓器高壓側(cè)漏電感電流最大值為ip，最小電流為i1，此期間變壓器提供充電電流io，所以折算到高壓側(cè)的充電電流io/n可以近似為高壓側(cè)電感電流的平均值。為減少占空比損失，可減小電感l(wèi)r1，但是會影響實現(xiàn)開關(guān)管的zvs開通。因此，要選取合適的電感l(wèi)r1。由于占空比的損失，為保證輸出電壓，必須減少變壓器變比n，而變比的減小又帶來新的問

24、題：原邊電流增加，開關(guān)管峰值電流增加，通態(tài)損耗增加；副邊整流管耐壓增加；占空比損失增加。四、雙向全橋dc/dc變換器的系統(tǒng)設(shè)計該變換器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖4.1所示，該結(jié)構(gòu)可以看成一個閉環(huán)系統(tǒng)，基本結(jié)構(gòu)包括：高頻整流/逆變單元、隔離變壓器、保護電路、驅(qū)動電路、采樣電路、控制電路。 4.2主電路參數(shù)設(shè)計電路參數(shù)見概述部分；4.2.1主變壓器的設(shè)計變壓器的設(shè)計主要包括：磁心選擇、匝數(shù)計算等。該全橋直流變換器的兩個半周期的工作都用同一個原邊繞組，磁心和繞組使用率都很高。為了減少磁化電流，最好原邊繞組匝數(shù)多些，電感量大些。因此選擇高磁合金材料的磁心比較合適，而且磁心不帶氣隙。具體設(shè)計步驟如下：磁心選擇根

25、據(jù)放電功率、效率，確定變壓器輸入、輸出功率。計算式如下： 根據(jù)輸入功率確定合適的磁心型號。再由磁心型號得到變壓器在開關(guān)頻率為20khz時的最佳磁感應(yīng)強度b。則磁感應(yīng)強度的變化量為b=2b。原邊線圈匝數(shù)的計算原邊線圈匝數(shù)計算式如下： 其中: v1原邊線圈所加直流電壓，在有波動時取最小值（v）； ton最大導(dǎo)通時間（s）； b總磁感應(yīng)強度變化量（t）； ae磁心有效面積（2mm）。原副邊匝數(shù)比n的計算原副邊匝數(shù)比按如下公式計算： 為了保證整個電壓輸入范圍內(nèi)變換器都能輸出額定的電壓，式(4-3)中輸入電壓1v用的其最小值v1(min)，vsw是原邊開關(guān)管的導(dǎo)通壓將，d(max)p為原邊最大占空比，一

26、般取0.45，dsec(max)為副邊最大占空比，取0.4，v2(max)為輸出電壓最大值，vl為電感上的電壓損失，vsr為副邊整流二極管上的壓降，vr為線路壓降。副邊匝數(shù)的計算副邊匝數(shù)的計算如下： 根據(jù)式(4-2)和式(4-3)計算的原邊匝數(shù)1n和原副邊匝數(shù)比n，再由式(4-4)可以確定副邊匝數(shù)n2。實驗時變壓器參數(shù)為：n1=36，n2=12，n=3; 放電模式電感電流連續(xù)工作主要波形如圖2.5(b)和圖4.2所示，假設(shè)電感l(wèi)f工作在連續(xù)狀態(tài)。圖4.2中，半個周期t/2內(nèi)，q5q8四個開關(guān)管同時導(dǎo)通的時間為(1-d)t/2，在此期間，電感l(wèi)f儲能，電感l(wèi)f電流ilf 線性上升，其增量為： 對

27、管q5、q8（或q6、q7）導(dǎo)通的時間為t/2d，電感l(wèi)f傳遞能量，電流ilf線性下降，其變化量為 ： 由于穩(wěn)態(tài)時這兩個變化量相等，則： 化簡得穩(wěn)態(tài)電壓增益為 由輸出功率與輸入功率相等，得： 當電感l(wèi)f較小，或負載電阻較大，或t較大時，ilfmin會為零，即電感l(wèi)f工作在臨界連續(xù)狀態(tài)，此時，電感值為臨界電感l(wèi)c。電池放電電流i2與電感電流ilf存在以下關(guān)系： 則，將式（4-5）、（4-7）、（4-8）代入上式，得臨界電感l(wèi)c計算式如下： 4.2.2電感l(wèi)f的選取 本文研究的雙向dc/dc直流變換器，放電工作時，電池電壓變化范圍為1524v，負載功率為72w，開關(guān)頻率f=10khz，電感電流il

28、f工作連續(xù)狀態(tài)?？紤]電池最低時的情況，則： =0.6*15/24=0.375由式(4-9)求臨界電感： =2mh4.3輔助電路設(shè)計4.3.1保護電路設(shè)計 為了保證系統(tǒng)的正常工作，需要設(shè)計保護電路。充電模式時，變換器負載是蓄電池，采用恒平均電流充電，為防止過充電，充電電壓須有一個限定值，因此該模式下保護電路應(yīng)具有以下功能：輸出過流保護；輸出過壓保護；輸入過壓保護。放電模式時，變換器負載是耗散型阻性負載，電源是蓄電池，為防止蓄電池過放電，保護電路應(yīng)具有以下功能：輸入欠壓保護；輸出過壓保護；輸出過流保護。當保護電路動作時，能夠封鎖驅(qū)動信號，保證電路的正常工作。4.3.2驅(qū)動電路設(shè)計本文所研究的雙向全

29、橋dc/dc變換器的開關(guān)管mosfet的驅(qū)動電路選用英飛凌xe162單片機。4.3.3采樣電路設(shè)計 本文所研究的變換器需要實現(xiàn)能量的雙向流動，因此對于充放電工作模式時的電壓、電流都需要進行采樣。采樣對象有：高壓側(cè)電壓v1、電流i1，低壓電池側(cè)電壓v2、電流i2。由于能量可以雙向流動，電壓v1、v2極性不變，電流i1、i2方向可正可負。 通過電壓霍爾、電流霍爾檢測得到需要的變量，同時又可以實現(xiàn)采樣輸出電路和主電路之間的隔離。但是，兩種模式下檢測到的電流方向相反，電流霍爾檢測值有正有負，因此需要設(shè)計合理的電流檢測電路和軟件處理方式以針對不同工作模式下的變量進行正確處理。本文所設(shè)計的電壓、電流檢測電

30、路分別如圖4.5(a)、(b)所示。檢測電路輸出端接穩(wěn)壓二極管d1、d2，是為了防止檢測值過高，損壞dsp芯片。 電壓檢測時，通過調(diào)節(jié)電位器r5、r6，或修改程序中參考電壓vref，可以很方便的實現(xiàn)對電壓v1、v2的調(diào)節(jié)。電流檢測時，由于電流極性可正可負，通過疊加-12v的電壓，在經(jīng)過一級反相放大電路，即可得到恒定為正的電流檢測值。但是ad口處得到的電壓值并不對應(yīng)實際電流大小，程序中需要進行處理。變換器實際需要實現(xiàn)的功能是：充電時，電池充電電流i2的恒定；放電時，負載r1上的電壓v1恒定；電池電壓v2欠壓保護，負載電流i1過流保護等。第點可以通過模擬電路實現(xiàn)，或者數(shù)字電路實現(xiàn)。若采用數(shù)字電路，

31、則電流采樣需要用到圖4.5(b)的采樣電路結(jié)構(gòu)。若采用模擬電路，則第點電流采樣可以和電壓采樣采用同一電路結(jié)構(gòu)：霍爾檢測值經(jīng)過電壓跟隨器，再送入dsp芯片?？梢詼p少dsp芯片的運算時間。4.4控制電路設(shè)計4.4.1控制芯片選取雙向全橋dc/dc變換器主電路拓撲有八個功率開關(guān)管和一個有源鉗位開關(guān)管，因此，控制電路應(yīng)能夠產(chǎn)生變換器所需要的9路pwm驅(qū)動信號。根據(jù)變換器對控制器的需求，本實驗控制芯片選用英飛凌xe162。英飛凌xe162的執(zhí)行速度達20mips，幾乎所有的指令都可以在50ns的單周期內(nèi)完成。作為系統(tǒng)管理器，dsp必須具備強大的片內(nèi)i/o和其它外設(shè)功能。英飛凌xe162片內(nèi)的事件管理器與

32、其它任何一種dsp都不同。該事件管理器中包括特殊的pwm產(chǎn)生功能，特殊的附加功能包括可編成的死區(qū)功能和空間矢量pwm狀態(tài)機。三個獨立的向上/下計數(shù)器，每個都有屬于它自己的比較寄存器，可以產(chǎn)生非對稱的和對稱的pwm波形。4.4.2驅(qū)動信號產(chǎn)生機理利用dsptms320f240芯片的事件管理器的三個全比較單元輸出6路pwm驅(qū)動信號和一個單比較單元輸出的1路pwm驅(qū)動信號，來驅(qū)動雙向全橋直流變換器的8個主開關(guān)管和電池側(cè)的有源無損鉗位開關(guān)管，如圖4.6所示對應(yīng)關(guān)系。下面分別介紹充放電模式驅(qū)動信號產(chǎn)生機理。 4.4.2.1充電模式充電模式時，變換器開關(guān)管q1q4有驅(qū)動信號，q5q8沒有驅(qū)動信號，則全比較

33、單元1、全比較單元2工作。全比較單元1、全比較單元2產(chǎn)生的4路2對互補信號pwm1、pwm2和pwm3、pwm4分別用來驅(qū)動變換器高壓側(cè)開關(guān)管q1q4，采用移相控制方式，超前橋臂開關(guān)管超前滯后橋臂開關(guān)管一定的角度，這個角度即是移相角，且橋臂上下開關(guān)管驅(qū)動信號互補且有死區(qū)時間防止開關(guān)管上下直通。因此，固定全比較單元1發(fā)生時間，再經(jīng)過延遲移相角發(fā)生全比較單元2，這樣就可以實現(xiàn)超前臂和滯后臂之間0180度范圍內(nèi)移相。該方法實現(xiàn)原理參考圖4.7。 從圖4.7中可以看出，定時器t1采用連續(xù)增減計數(shù)模式，在計數(shù)器t1cnt=0下溢中斷和t1cnt=t1pr周期中斷時，計算和更新比較寄存器cmpr1和cmp

34、r2的值。設(shè)移相角對應(yīng)的延遲時間為t，對應(yīng)的dsp內(nèi)部計數(shù)值為n，顯然在0t/2區(qū)間內(nèi)cmpr1與cmpr2的關(guān)系以及t/2t時間段內(nèi)cmpr1、cmpr2的值與0t/2時間段內(nèi)cmpr1、cmpr2的值的關(guān)系可分別用(4-11)式和(4-12)式表示如下：4.4.2.2放電模式放電模式時，變換器開關(guān)管58qq有驅(qū)動信號，14qq沒有驅(qū)動信號，全比較單元3、單比較單元1工作。全比較單元3產(chǎn)生的驅(qū)動信號pwm5用來驅(qū)動5q、8q，單比較單元1產(chǎn)生的驅(qū)動信號pwm7用來驅(qū)動7q、6q。pwm5和pwm7兩路信號進行與非運算后經(jīng)過數(shù)字i/o口輸出信號來驅(qū)動有源鉗位開關(guān)管cq。該方法實現(xiàn)原理參考圖4.

35、8。從圖4.8中可以看出，定時器t3采用連續(xù)增減計數(shù)模式。在計數(shù)器t3cnt=0下溢中斷時，更新比較寄存器cmpr3和scmpr1的值；在t3cnt=t3pr周期中斷時計算58比較寄存器cmpr3和scmpr1的值。設(shè)開關(guān)管58qq同時導(dǎo)通的時間對應(yīng)于dsp內(nèi)部計數(shù)值為1n，顯然在0t/2區(qū)間內(nèi)cmpr3與scmpr1的值和t/2t時間段內(nèi)的值相等，即一個周期不改變cmpr3與scmpr1寄存器中的值。cmpr3與scmpr1的關(guān)系可用下式表示： (4-13)圖4.8放電模式時58qq、cq驅(qū)動信號產(chǎn)生機理 通過閉環(huán)控制得到q5q8同時導(dǎo)通的時間所對應(yīng)的計數(shù)值，在周期中斷中通過式(4-13)計

36、算得到比較寄存器的值，并更新。實驗證明：這種驅(qū)動信號產(chǎn)生方法只需用到dsp的pwm1pwm5、pwm7六路pwm輸出和一個i/o口，從而提供雙向全橋dc/dc變換器8個開關(guān)管和一個鉗位開關(guān)管的驅(qū)動信號，非常方便。五、雙向全橋dc/dc變換器系統(tǒng)的軟件設(shè)計5.1雙向dc/dc變換器數(shù)字化控制的軟件實現(xiàn)雙向dc/dc變換器，可以實現(xiàn)能量的雙向流動。通常充電模式時，要求充電電流恒定不變；而反向放電模式時，要求輸出電壓恒定不變。通過對高壓側(cè)開關(guān)管14qq的移相控制可以實現(xiàn)充電電流的恒定；通過對低壓側(cè)開關(guān)管q5-q8對關(guān)同時導(dǎo)通時間的控制可以實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定?？刂齐娐返墓δ芫褪峭ㄟ^軟件設(shè)計實現(xiàn)以上功能，并且能根據(jù)需要自動切換充放