實驗八收發(fā)信機系統(tǒng)仿真

實驗八收發(fā)信機系統(tǒng)仿真第一頁，共六十一頁，2022年，8月28日實驗?zāi)康氖褂弥T如濾波器、放大器、混頻器等行為級的功能模塊搭建收發(fā)信機系統(tǒng)。運用S參數(shù)仿真、交流仿真、諧波平衡仿真、瞬態(tài)響應(yīng)仿真等仿真器對收發(fā)信機系統(tǒng)的各種性能參數(shù)進行模擬檢測。第二頁，共六十一頁，2022年，8月28日進行仿真的收發(fā)信機方案零中頻接收機方案外差式接收機方案外差式發(fā)射機方案第三頁，共六十一頁，2022年，8月28日一、零中頻接收機仿真

1.仿真原理圖第四頁，共六十一頁，2022年，8月28日2.射頻前端參數(shù)設(shè)置最前端的微波帶通濾波器采用4階切比雪夫通帶濾波器，中心頻率為2140MHz，3dB帶寬為80MHz，止帶寬為400MHz，期望能夠得到-25dB的帶外衰減。另外，通帶波紋為0.1dB，插入損耗為-1dB。LNA的增益為21dB，噪聲系數(shù)為2dB,故我們將所選的Amplifier設(shè)置為S21=dbpolar(21,180)，NF=2dB。

第五頁，共六十一頁，2022年，8月28日

射頻前端仿真模塊圖第六頁，共六十一頁，2022年，8月28日3.混頻部分參數(shù)設(shè)置下變頻部分的混頻器選用System-Amps&Mixerpalette中的behavioralMixer，注意不要錯選成Mixer2，它是用來進行非線性分析的，而Mixer才是用來進行頻率轉(zhuǎn)換的。將混頻器的邊帶設(shè)為LOWER，增益為10dB，NF為13dB。本振在Sources-FreqDomainpalette選一電壓源，由于接收機中頻為0，故本振頻率應(yīng)和輸入信號頻率一致，這里設(shè)為變量LO_freq，可以用VAR很方便的進行賦值，輸出電壓設(shè)為1V。由于要將接收信號分為同相和正交兩路，所以本振信號也要分為兩路，一路直接和接收信號混頻，一路先經(jīng)移相器移相90°，再進入混頻器混頻，所以還要用到移相器和功率分離器，它們都可以從System-Passivepalette中找到的。第七頁，共六十一頁，2022年，8月28日混頻部分各仿真模塊圖第八頁，共六十一頁，2022年，8月28日4.模擬基帶部分參數(shù)設(shè)置接下來的模擬基帶部分分兩條支路，每條都由一個信道選擇低通濾波器和基帶放大器級聯(lián)而成。信道選擇濾波器采用5階切比雪夫低通濾波器，通帶波紋為0.01dB，-3dB頻率轉(zhuǎn)折點為1.92MHz，止帶截點頻率為5MHz，期望得到36dB的鄰道衰減?；鶐Х糯笃鞯脑鲆嬖?~66dB之間可調(diào)，所以也設(shè)為變量G5，NF為15dB。最后在基帶輸出端加入端口Term2和Term3。

第九頁，共六十一頁，2022年，8月28日模擬基帶部分仿真模塊圖第十頁，共六十一頁，2022年，8月28日5.接收機頻帶選擇性仿真

我們使用S參數(shù)仿真進行接收機的系統(tǒng)選擇性分析。首先是接收機的頻帶選擇性分析，S_parameterSimulationController設(shè)置為從1GHz到3GHz以10MHz為步進進行仿真。

第十一頁，共六十一頁，2022年，8月28日接收機的頻帶選擇性仿真結(jié)果（1）

接收機在頻帶選擇濾波器的中心頻率擁有20dB的最大增益，也就是LNA的增益減去微波帶通濾波器的插入損耗。在偏離中心頻率70MHz處可得到25dB左右的衰減。

第十二頁，共六十一頁，2022年，8月28日接收機的頻帶選擇性仿真結(jié)果（2）

接收機射頻前端的接收帶寬為6MHz，和WCDMA系統(tǒng)對移動終端下行鏈路的要求是相吻合的，而且通帶內(nèi)的波動不超過0.125dB。

第十三頁，共六十一頁，2022年，8月28日6.接收機信道選擇性仿真

信道選擇功能主要由中頻濾波器完成，對于這里的直接下變頻方案就要靠基帶低通濾波器來實現(xiàn)，我們接下來進行信道選擇性的仿真。仿真的電路圖就是整個系統(tǒng)的原理圖。

第十四頁，共六十一頁，2022年，8月28日信道選擇性仿真中的S_parameterSimulationController設(shè)置需要注意的是要對S_parameterSimulationController的Parameters欄進行設(shè)置，啟動ACfrequencyconversion，并將設(shè)為1端口。

第十五頁，共六十一頁，2022年，8月28日信號源和VAR設(shè)置

我們以一個交流功率源模擬從射頻輸入端的天線雙工器輸出的接收信號，輸入功率和信號頻率在VAR中賦值，這里用的是接收機所能接收的最低信號電平-108dBm，因此將基帶VGA定為最大增益66dB。

第十六頁，共六十一頁，2022年，8月28日接收機信道選擇性仿真結(jié)果（1）

第十七頁，共六十一頁，2022年，8月28日接收機信道選擇性仿真結(jié)果（2）從圖中可以看到，中心頻率2.14GHz處的增益為96dB，為系統(tǒng)的最大增益；鄰道抑制達到了49.4dB，優(yōu)于設(shè)計目標；通頻帶寬為3MHz，一般接收的信息都集中在離中心頻率2MHz的范圍內(nèi)，因此不會導(dǎo)致接收到的信號產(chǎn)生較大的失真；通帶內(nèi)的波動不大于0.15dB。第十八頁，共六十一頁，2022年，8月28日7.接收機系統(tǒng)預(yù)算增益仿真通過這個仿真我們將看到系統(tǒng)總增益在系統(tǒng)各個部分中的分配情況。預(yù)算增益仿真在諧波平衡分析以及交流分析中都可以進行，但如果在交流仿真中進行的話，混頻器不能是晶體管級的。因為這里進行的是行為級仿真，混頻器的非先性特征是已知的，所以我們就用交流分析來進行仿真。第十九頁，共六十一頁，2022年，8月28日接收機系統(tǒng)預(yù)算增益仿真參數(shù)設(shè)置

頻率欄設(shè)為Singlepoint，頻率為2.14GHz，Parameters欄中的EnableACfrequencyconversion和Performbudgetdimulation都要激活。

(1)ACSimulationController第二十頁，共六十一頁，2022年，8月28日

兩次仿真的VAR設(shè)置

仿真會在接收機總增益最大和最小兩種情況下進行以得到較為全面的分析結(jié)果。當VGA增益為最大值66dB時，信號源的功率電平為接收機的靈敏度-108dBm（已考慮了天線雙工器的損耗），反之，當VGA的增益最小時，信號源應(yīng)輸入接收機所能接收的最大功率。這些參數(shù)的變化都要在VAR中反映出來。第二十一頁，共六十一頁，2022年，8月28日預(yù)算增益方程

預(yù)算分析還有兩項很重要的設(shè)置是預(yù)算路徑設(shè)定和建立預(yù)算增益方程。這項內(nèi)容可以在仿真的下拉菜單中找到，選擇好輸入端RF_source和輸出端Term2（因為I/Q兩支路的增益分配完全相同，故任意仿真其中的一條即可），點擊Generate和Highlight就可設(shè)置好預(yù)算路徑，同時系統(tǒng)將自動生成預(yù)算增益方程

第二十二頁，共六十一頁，2022年，8月28日BudGaincomponent設(shè)置

最后我們從Simulation-ACpalette中選出BudGaincomponent，將其設(shè)置為如圖即可。請注意“，”的個數(shù)。第二十三頁，共六十一頁，2022年，8月28日進行預(yù)算增益仿真

進行仿真后我們將Y軸設(shè)為BudGain，但圖中并沒有任何曲線生成，而如果在Y軸的BudGain后鍵入[0]后，增益預(yù)算曲線就出現(xiàn)了，這是因為預(yù)算增益仿真必須明確指定頻率，這里只有唯一的頻率2.14GHz，也就是頻率數(shù)組中的第1個，故[0]是必須的。我們將兩次仿真的結(jié)果在一個圖中表示出來，可以清楚地看到接收機在VGA增益最大和最小的情況下整機增益的分配情況。

第二十四頁，共六十一頁，2022年，8月28日預(yù)算增益仿真結(jié)果（1）第二十五頁，共六十一頁，2022年，8月28日預(yù)算增益仿真結(jié)果（2）我們也可以把結(jié)果用表格的形式表示出來。

第二十六頁，共六十一頁，2022年，8月28日8.接收機的下變頻分析

通過這次仿真我們將看到接收機是如何將射頻信號的頻譜搬移到零頻的，也就是接收機的頻域響應(yīng)特性。這里使用的是諧波平衡仿真（HarmonicBalanceSimulation，HBSimulation），我們在接收機輸入端插入一個載頻為2140MHz，電平為-40dBm的交流信號作為信源，同樣的，本地振蕩器也使用交流功率信號源。另外需要對輸入、輸出端進行編輯，分別命名為Vin、Vout_i和Vout_q。第二十七頁，共六十一頁，2022年，8月28日HBcontroller參數(shù)設(shè)定

然后插入HBcontroller，如圖進行頻率設(shè)定。注意HB仿真中為了能夠正確進行非線性分析，HBcontroller中的頻率變量必須和原理圖中的信源頻率相一致，如果有多個頻率需要設(shè)定，F(xiàn)req[1]必須是輸出功率電平最高的信源。所以這里必須是本振頻率，Order指的是諧波個數(shù)。第二十八頁，共六十一頁，2022年，8月28日射頻輸入信號和基帶輸出信號的頻譜曲線

仿真結(jié)果顯示在圖中，可以看到接收機對輸入信號的下變頻作用，射頻輸入信號的頻譜從2.14GHz的載頻被搬移到了零中頻，并且I/Q兩路基帶信號都得到了大約62dB左右的增益。

第二十九頁，共六十一頁，2022年，8月28日9.接收機傳輸信號的瞬態(tài)分析

瞬態(tài)仿真參數(shù)設(shè)置

在電路圖中插入Transientsimulationcontroller，然后進行設(shè)置。將仿真時間StopTime定為1000nsec，仿真的步進MaxTimeStep設(shè)為1nsec，這樣的步進足夠小了。另外，我們在輸入端輸入一個CDMA下行鏈路信號，輸入功率為-32dBm，載頻為2140MHz，將本振輸出功率定為-20dBm。這些參數(shù)均可以很方便的在VAR中進行設(shè)置。

第三十頁，共六十一頁，2022年，8月28日輸入輸出信號的時域特性

仿真后在數(shù)據(jù)顯示窗口中我們打開輸入信號和兩支路輸出信號的時域圖象，輸入的CDMA信號是以2140MHz為載頻的幅度隨機變化的信號；輸出信號明顯已處于零中頻，而且可以看出，I支路信號與輸入信號同相，Q支路信號則與之有一定的相位差。

第三十一頁，共六十一頁，2022年，8月28日時域特性轉(zhuǎn)變?yōu)轭l域特性接下來，我們把時域特性曲線轉(zhuǎn)換到頻域。選擇TraceOptions，然后將TraceExpression設(shè)定為：dbm(fs(…))，這里使用了函數(shù)fs()，即傅立葉變換，并將數(shù)據(jù)用dbm表示，另外，將TraceType設(shè)置為Spectral，圖象如下所示。與前面用諧波平衡進行的頻域分析所得的圖象相比，基帶輸出的信號電平相差有1dB左右，畢竟這里的圖象是通過有限的時域信號特性轉(zhuǎn)換而來的，如果瞬態(tài)仿真的時間越長，得到的信號時域特征越多，則傅立葉變換后得到的圖象與頻域分析的結(jié)果就越接近。第三十二頁，共六十一頁，2022年，8月28日傅立葉變換后的頻域圖形曲線

第三十三頁，共六十一頁，2022年，8月28日二、外差式接收機仿真電路原理圖

1.仿真原理圖第三十四頁，共六十一頁，2022年，8月28日電路原理圖說明先簡單介紹接收機仿真所用的電路原理圖，整個方案結(jié)構(gòu)和零差式基本相同，區(qū)別在于輸出信號不再是零頻的基帶信號，而是中頻信號，這里我選擇中頻為318MHz。相應(yīng)的本振頻率要改為1822MHz；仍通過下變頻部分將信號分為I/Q兩路，混頻器后面不再是基帶處理而是中頻處理部分，而是采用切比雪夫5階帶通濾波器進行信道選擇，具體參數(shù)見圖；簡單起見中頻放大器設(shè)置和零中頻方案保持一致。第三十五頁，共六十一頁，2022年，8月28日2.相位噪聲分析這一部分將在本振中設(shè)定一組相位噪聲，然后用諧波平衡分析的方法進行仿真，在輸出端觀察相位噪聲的情況，另外也會順便給出外差式接收機的頻譜特性。

第三十六頁，共六十一頁，2022年，8月28日OSCwPhNoise的參數(shù)設(shè)置

為進行相位噪聲仿真需要專門的本振源，在Source-FredDomainpalette中找到帶有相位噪聲的本振源OSCwPhNoise，需要設(shè)定的參數(shù)包括本振頻率、輸出功率、輸出阻抗和相位噪聲分布，其中最后一項用列表形式給出。

第三十七頁，共六十一頁，2022年，8月28日HB噪聲仿真器參數(shù)設(shè)置

在Simulation-HBPalette中選擇HBnoisecontroller插入電路圖，對HBnoisecontroller進行設(shè)定，在Freqtab中設(shè)定噪聲分析的范圍和步進，和OSCwPhNoise的參數(shù)設(shè)置相一致，從10Hz到10kHz，用log形式，每個數(shù)量級仿真5個點。在Nodestab選擇Vout_i和Vout_q為噪聲測量管腳。在PhaseNoisetab中設(shè)定相位噪聲的形式，為PhaseNoisespectrum，將噪聲的載頻定為318MHz，和輸出中頻一致。最終的設(shè)置結(jié)果見圖。第三十八頁，共六十一頁，2022年，8月28日對HB噪聲仿真器的說明HB噪聲仿真器必須和HBsimulationcontroller搭配使用，它可獨立于simulationcontroller很方便的進行所有噪聲的測量，而且可以使用多個HBnoisecontroller同時進行不同噪聲的測量，而且在這種情況下只需一個simulationcontroller即可。

第三十九頁，共六十一頁，2022年，8月28日HBcontroller參數(shù)設(shè)置

最后加入HBcontroller，將頻率參數(shù)設(shè)置為射頻輸入頻率和本振頻率，這里注意不需要設(shè)置中頻頻率，默認的諧波階數(shù)和混頻最大階數(shù)將自動計算電路中的所有頻率，當然也包括中頻。然后在NoiseConstab中選擇剛才已設(shè)定好的噪聲仿真器NC1。設(shè)置好的HBcontroller如圖所示。

第四十頁，共六十一頁，2022年，8月28日VAR變量設(shè)置第四十一頁，共六十一頁，2022年，8月28日仿真結(jié)果全部設(shè)置完成后即可進行仿真，在數(shù)據(jù)顯示窗口中把Vout_iphmx、Vout_qphmx、Vout_i和Vout_q分別表示出來，我們可以看到相位噪聲在接收機輸出端的分布情況和中頻輸出信號的頻譜特性。第四十二頁，共六十一頁，2022年，8月28日中頻輸出信號的頻譜特性第四十三頁，共六十一頁，2022年，8月28日3.本振輸出功率對接收機性能的影響

這一節(jié)，我將討論如何通過對本振輸出功率的調(diào)整來修改接收機的性能。首先要列出接收機的中頻輸出功率的測量方程，因為輸出的信號是靠混頻生成的，因此需要用函數(shù)mix來定義方程，如下所示，式中的{}中的-1表示本振，1表示射頻輸入，結(jié)果即是中頻輸出。第四十四頁，共六十一頁，2022年，8月28日變量設(shè)置和中頻輸出功率方程

因為I/Q兩條支路性能基本一致，因此我們只仿真其中的I支路。另外我們把混頻器的PminLO設(shè)為-5，這樣將使混頻器二極管的響應(yīng)顯得更加真實。變量設(shè)置和測量方程表示在圖中。第四十五頁，共六十一頁，2022年，8月28日HBsimulationcontroller的設(shè)置（1）

首先混頻所需考慮的最大諧波階數(shù)Order設(shè)為8，本振的諧波階數(shù)設(shè)定為5，射頻信號仍為3，因為它的功率比本振輸出要低得多。在Sweep欄中將本振功率定為變量，并將掃描范圍設(shè)定為-30~10dB。第四十六頁，共六十一頁，2022年，8月28日HBsimulationcontroller的設(shè)置（2）在Params欄中，將Status設(shè)定為4級，這意味著仿真將得到更多的結(jié)果，包括噪聲系數(shù)和增益，其它的參數(shù)像FFT中的Oversample和Convergence設(shè)置只有對大型電路進行仿真時才需要增加，這里使用默認值足夠了。第四十七頁，共六十一頁，2022年，8月28日HBsimulationcontroller的設(shè)置（3）然后是Noise1和2欄，首先擊活Nonlinearnoise（在1欄的底部），接著將噪聲頻率設(shè)置為中頻318MHz，將輸入頻率設(shè)置為變量RF_freq，并把輸入輸出管腳分別設(shè)置為1和2，注意這要和電路圖中輸入和輸出端的標號保持一致。在2欄中，將theNodefornoiseparameter設(shè)置為Vout并將Includeportnoiseinnodenoisevoltages選項勾掉，因為混頻器的噪聲系數(shù)不需要用到端口噪聲。另外在solver欄中選定UseKrylovsolver就完成了全部參數(shù)的設(shè)定，其它參數(shù)使用默認即可。

第四十八頁，共六十一頁，2022年，8月28日HBsimulationcontroller的設(shè)置（4）第四十九頁，共六十一頁，2022年，8月28日仿真狀態(tài)窗口中的仿真結(jié)果

檢查好電路圖無誤后進行仿真，在仿真狀態(tài)窗口中，LO輸出功率的每一點掃描都會有相應(yīng)的仿真結(jié)果寫入窗口之中，我們可以看到每一點的噪聲系數(shù)和變頻增益仿真結(jié)果。

第五十頁，共六十一頁，2022年，8月28日中頻輸出功率隨本振輸出功率的變化

我們來看一下最終的仿真結(jié)果，首先是中頻輸出隨本振功率的變化，如圖，輸出功率電平開始隨本振輸出功率的增加逐漸增大，當本振功率大于0dBm之后，輸出功率逐漸穩(wěn)定在22dB左右。第五十一頁，共六十一頁，2022年，8月28日整機增益隨本振功率的變化（1）

我們想得到整機增益隨本振功率的變化曲線，因為本振增益并非仿真直接可得到的結(jié)果，故要建立方程,可以直接運用仿真數(shù)據(jù)顯示窗口中的方程編輯模塊完成此項操作，如下所示：第五十二頁，共六十一頁，2022年，8月28日整機增益隨本振功率的變化（2）這里將整機增益分別用表格和圖象的形式表示出來。第五十三頁，共六十一頁，2022年，8月28日整機增益隨本振功率的變化（3）結(jié)果與輸出功率是相一致的，也是必須有足夠的本振功率輸出才能使增益達到穩(wěn)定的最大值。

第五十四頁，共六十一頁，2022年，8月28日接收機的噪聲系數(shù)隨本振輸出功率的變化（1