重慶科創(chuàng)職業(yè)學院(2014)第8章 組合變流電路

1、8-1 8-2 基本的變流電路 第25章分別介紹的AC/DC、DC/DC、AC/AC和 DC/AC四大類基本的變流電路基本的變流電路 。 組合變流電路 將某幾種基本的變流電路組合起來，以實現一定的新 功能，即構成組合變流電路組合變流電路。 間接交流變流電路 先將交流電整流為直流電，再將直流電逆變?yōu)榻涣麟姡?是先整流后逆變先整流后逆變的組合。 間接直流變流電路 先將直流電逆變?yōu)榻涣麟?，再將交流電整流為直流電?是先逆變后整流先逆變后整流的組合。 8-3 間接交流變流電路由整流電路、中間直流電 路和逆變電路構成。 分為電壓型電壓型間接交流變流電路和電流型電流型間接 交流變流電路 間接交流變流電路的

2、逆變部分多采用 PWM控制控制。 8-4 8-5 當負載為電動機時，通常要求間接交流變流電路具有再再 生反饋電力生反饋電力的能力，要求輸出電壓的大小和頻率可調， 此時該電路又名交直交變頻電路交直交變頻電路。 不能再生反饋電力不能再生反饋電力的電壓型間接交流變流電路的整流部分 采用的是不可控整流，它只能由電源向直流電路輸送功率， 而不能反饋電力。圖中逆變電路的能量是可以雙向流動的， 若負載能量反饋到中間直流電路，將導致電容電壓升高， 稱為泵升電壓泵升電壓。 1）電壓型間接交流 變流電路 圖8-1 不能再生反饋的電壓型間接交流變流電路 8-6 使電路具備再生反饋電力再生反饋電力的 能力的方法 ：

3、帶有泵升電壓限制電路泵升電壓限制電路的電壓 型間接交流變流電路。 當泵升電壓超過一定數值時， 使V0導通，把從負載反饋的能量 消耗在R0上。 圖82 帶有泵升電壓限制電路 的電壓型間接交流變流電路 利用可控變流器實現再生反饋可控變流器實現再生反饋的 電壓型間接交流變流電路。 當負載回饋能量時，可控變流 器工作于有源逆變狀態(tài)，將電能 反饋回電網。 圖83 利用可控變流器實現再生 反饋的電壓型間接交流變流電路 8-7 整流和逆變均為整流和逆變均為PWM控制控制的 電壓型間接交流變流電路。 整流和逆變電路的構成完 全相同，均采用PWM控制，能 量可雙向流動。輸入輸出電流 均為正弦波，輸入功率因數高，

4、 且可實現電動機四象限運行。 圖84 整流和逆變均為PWM控制 的電壓型間接交流變流電路 8-8 2）電流型間接交流變流電路 整流電路為不可控的二極管 整流時，電路不能將負載側 的能量反饋到電源側。 圖8-5 不能再生反饋電力的 電流型間接交流變流電路 圖8-6 采用可控整流的 電流型間接交流變流電路 為使電路具備再生反饋電 力的能力，可采用： 整流電路采用晶閘管可 控整流電路。 負載回饋能量時，可控 變流器工作于有源逆變 狀態(tài)，使中間直流電壓 反極性。 8-9 圖8-8 整流和逆變均為PWM控制 的電流型間接交流變流電路 圖8-7 電流型交-直-交PWM變頻電路 實現再生反饋的電路圖 負載為

5、三相異步電動機， 適用于較大容量的場合。 8-10 l 晶閘管直流直流電動機傳動系統(tǒng)存在一些固有的缺點缺點：(1) 受 使用環(huán)境條件制約；(2) 需要定期維護；(3) 最高速度和 容量受限制等。 l 交流交流調速傳動系統(tǒng)除了克服直流調速傳動系統(tǒng)的缺點外 還具有：(1) 交流電動機結構簡單，可靠性高；(2) 節(jié)能； (3) 高精度，快速響應等優(yōu)點。 l 采用變頻調速方式時，無論電機轉速高低，轉差功率的 消耗基本不變，系統(tǒng)效率是各種交流調速方式中最高的， 具有顯著的節(jié)能效果，是交流調速傳動應用最多的一種 方式。 l 籠型異步電動機的定子頻率控制方式，有：(1) 恒壓頻比 (U/f)控制；(2) 轉

6、差頻率控制；(3) 矢量控制；(4) 直接轉 矩控制等。 8-11 1）恒壓頻比控制 l為避免電動機因頻率變化導致磁飽和而造成勵磁電流 增大,引起功率因數和效率的降低，需對變頻器的電 壓和頻率的比率進行控制，使該比率保持恒定，即恒 壓頻比控制，以維持氣隙磁通為額定值。 l恒壓頻比控制是比較簡單，被廣泛采用的控制方式。 該方式被用于轉速開環(huán)的交流調速系統(tǒng)，適用于生產 機械對調速系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能要求不高的場合。 8-12 轉速給定既作為調節(jié)加減速的頻率f 指令值，同時經過適當分 壓，作為定子電壓U1的指令值。該比例決定了U/f比值，可以 保證壓頻比為恒定。 在給定信號之后設置的給定積分器，將階躍

7、給定信號轉換為 按設定斜率逐漸變化的斜坡信號ugt，從而使電動機的電壓和 轉速都平緩地升高或降低，避免產生沖擊。 圖8-9 采用恒壓頻比控制的變頻調速系統(tǒng)框圖 8-13 給定積分器輸出的極性代表電機轉向，幅值代表輸出電壓、 頻率。絕對值變換器輸出ugt的絕對值uabs，電壓頻率控制環(huán) 節(jié)根據uabs及ugt的極性得出電壓及頻率的指令信號，經PWM 生成環(huán)節(jié)形成控制逆變器的PWM信號，再經驅動電路控制變 頻器中IGBT的通斷，使變頻器輸出所需頻率、相序和大小的 交流電壓，從而控制交流電機的轉速和轉向。 圖8-9 采用恒壓頻比控制的變頻調速系統(tǒng)框圖 8-14 2）轉差頻率控制 在穩(wěn)態(tài)情況下，當穩(wěn)態(tài)

8、氣隙磁通恒定時，異步電機電 磁轉矩近似與轉差角頻率成正比。因此，控制ws就相 當于控制轉矩。采用轉速閉環(huán)的轉差頻率控制，使定 子頻率w 1 = wr + ws ，則w 1隨實際轉速wr增加或減小， 得到平滑而穩(wěn)定的調速，保證了較高的調速范圍。 轉差頻率控制方式可達到較好的靜態(tài)性能，但這種方 法是基于穩(wěn)態(tài)模型的，得不到理想的動態(tài)性能。 8-15 3）矢量控制 l異步電動機的數學模型是高階、非線性、強耦合的多 變量系統(tǒng)。傳統(tǒng)設計方法無法達到理想的動態(tài)性能。 l矢量控制方式基于異步電機的按轉子磁鏈定向的動態(tài) 模型，將定子電流分解為勵磁分量和與此垂直的轉矩 分量，參照直流調速系統(tǒng)的控制方法，分別獨立地

9、對 兩個電流分量進行控制，類似直流調速系統(tǒng)中的雙閉 環(huán)控制方式。 l控制系統(tǒng)較為復雜，但可獲得與直流電機調速相當的 控制性能。 8-16 4）直接轉矩控制 l直接轉矩控制方法同樣是基于動態(tài)模型的，其控 制閉環(huán)中的內環(huán)，直接采用了轉矩反饋，并采用 砰砰控制，可以得到轉矩的快速動態(tài)響應。并 且控制相對要簡單許多。 8-17 CVCF電源主要用作不間斷電源( (UPS) 。 UPS -Uninterruptible Power Supplies UPS是指當交流輸入電源（習慣稱為市電）發(fā)生異 ?；驍嚯姇r，還能繼續(xù)向負載供電，并能保證供電 質量，使負載供電不受影響的裝置。 UPS廣泛應用于各種對交流供

10、電可靠性和供電質量 要求高的場合。 8-18 1）UPS基本工作原理工作原理: 圖8-10 UPS基本結構原理圖 市電正常時，由市電供電，市電經整流器整流為直流，再 逆變?yōu)?0Hz恒頻恒壓的交流電向負載供電。同時，整流器 輸出給蓄電池充電，保證蓄電池的電量充足。 此時負載可得到的高質量的交流電壓，具有穩(wěn)壓、穩(wěn)頻性 能，也稱為穩(wěn)壓穩(wěn)頻電源。 市電異常乃至停電時，蓄電池的直流電經逆變器變換為恒 頻恒壓交流電繼續(xù)向負載供電，供電時間取決于蓄電池容 量的大小。 8-19 圖8-12 具有旁路電源系統(tǒng)的UPS 增加旁路電源系統(tǒng)， 可使負載供電可靠性 進一步提高。 圖8-11 用柴油發(fā)電機作 為后備電源的

11、UPS 為了保證長時間不間 斷供電，可采用柴油 發(fā)電機（簡稱油機） 作為后備電源。 8-20 2）UPS主電路結構 圖8-13 小容量UPS主電路 小容量的UPS，整流部 分使用二極管整流器和 直流斬波器(PFC)，可獲 得較高的交流輸入功率 因數，逆變器部分使用 IGBT并采用PWM控制， 可獲得良好的控制性能。 圖8-14 大功率UPS主電路 大容量UPS主電路。采 用PWM控制的逆變器開 關頻率較低，通過多重 化聯結降低輸出電壓中 的諧波分量。 8-21 采用這種結構的變換原因： 輸出端與輸入端需要隔離。 某些應用中需要相互隔離的多路輸出。 輸出電壓與輸入電壓的比例遠小于1或遠大于1。

12、交流環(huán)節(jié)采用較高的工作頻率，可以減小變壓器和濾波電 感、濾波電容的體積和重量。工作頻率高于20kHz這一人 耳的聽覺極限，可避免變壓器和電感產生噪音。 變壓器 整流 電路 濾波器 直流交流交流脈動直流直流 逆變 電路 圖圖 8-158-15 間接直流變流電路的結構 間接直流變流電路：先將直流逆變?yōu)榻涣?，再整?為直流電，也稱為直-交-直電路。 8-22 8-23 圖 8-16 正激電路的原理圖 圖 8-17 正激電路的理想化波形 S uS iL iS O t t t t U i O O O 開關S開通后，變壓器繞組W1 兩端的電壓為上正下負，與其 耦合的W2繞組兩端的電壓也是 上正下負。因此V

13、D1處于通態(tài)， VD2為斷態(tài)，電感L的電流逐 漸增長； S關斷后，電感L通過VD2續(xù)流， VD1關斷。變壓器的勵磁電流 經N3繞組和VD3流回電源，所 以S關斷后承受的電壓 為 。 iS U N N u)1 ( 3 1 1）正激電路(Forward)的工作過程 8-24 BR BS B H O 圖 8-18 磁心復位過程 輸出電壓 輸出濾波電 感電流連續(xù) 的情況下 輸出電感電 流不連續(xù)時 T t N N U U on 1 2 i o i 1 2 o U N N U 2）變壓器的磁心復位 on 3 1 rst t N N t 開關S開通后，變壓器的激磁電流 由零開始，隨時間線性的增長，直 到S關

14、斷。為防止變壓器的激磁電 感飽和，必須設法使激磁電流在S 關斷后到下一次再開通的時間內降 回零，這一過程稱為變壓器的磁心變壓器的磁心 復位復位。 變壓器的磁心復位時間為 8-25 1）工作過程： 圖 8-20 反激電路的理想化波形 S uS iS iVD tontoff t t t t U i O O O O 圖 8-19 反激電路原理圖 S開通后，VD處于斷態(tài)， W1繞組的電流線性增 長，電感儲能增加； S關斷后，W1繞組的電 流被切斷，變壓器中的 磁場能量通過W2繞組 和VD向輸出端釋放。 8-26 2）反激電路的工作模式： 電流連續(xù)模式：當S開通時， W2繞組中的電流尚未下降到尚未下降到

15、 零零。輸出電壓關系： 電流斷續(xù)模式：S開通前，W2 繞組中的電流已經下降到零已經下降到零。 輸出電壓高于式（8-3）的計 算值，并隨負載減小而升高， 在負載為零的極限情況 下， ，因此反激電路 不應工作于負載開路狀態(tài)。 off on 1 2 i o t t N N U U o U (8-3) 圖 8-20 反激電路的理想化波形 S uS iS iVD tontoff t t t t U i O O O O 圖 8-19 反激電路原理圖 8-27 l S1與S2交替導通，使變壓器一次側 形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開 關的占空比，就可以改變二次側整 流電壓ud的平均值，也就改變了輸 出電

16、壓Uo。 l S1導通時，二極管VD1處于通態(tài)， S2導通時，二極管VD2處于通態(tài); l 當兩個開關都關斷時，變壓器繞組 N1中的電流為零，VD1和VD2都處于 通態(tài)，各分擔一半的電流。 l S1或S2導通時電感L的電流逐漸上升， 兩個開關都關斷時，電感L的電流逐 漸下降。S1和S2斷態(tài)時承受的峰值 電壓均為Ui。 1）工作過程 圖 8-21 半橋電路原理圖 S1 S2 uS1 uS2 iS1 iS2 iD1 iS2 t T t t t t t t t ton Ui Ui iL iL O O O O O O O O 圖 8-22 半橋電路的理想化波形 8-28 2）數量關系 由于電容的隔直作用

17、，半橋電路對 由于兩個開關導通時間不對稱而造 成的變壓器一次側電壓的直流分量 有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生 變壓器的偏磁和直流磁飽和。 圖 8-21 半橋電路原理圖 S1 S2 uS1 uS2 iS1 iS2 iD1 iS2 t T t t t t t t t ton Ui Ui iL iL O O O O O O O O 圖 8-22 半橋電路的理想化波形 當濾波電感L的電流連續(xù)時： 如果輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓 U0將高于式（8-4）的計算值，并隨負 載減小而升高，在負載為零的極限情況 下， T t N N U U on 1 2 i o 2 i 1 2 o U N N U (8-4)

18、 8-29 全橋電路中，互為對角的兩個開關同同 時時導通，同一側半橋上下兩開關交替交替 導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui 的交流電壓，改變占空比就可以改變 輸出電壓。 當S1與S4開通后，VD1和VD4處于通態(tài)， 電感L的電流逐漸上升； S2與S3開通后，二極管VD2和VD3處于 通態(tài)，電感L的電流也上升。 當4個開關都關斷時，4個二極管都處 于通態(tài)，各分擔一半的電感電流，電 感L的電流逐漸下降。S1和S2斷態(tài)時承 受的峰值電壓均為Ui。 1）工作過程 圖 8-23 全橋電路原理圖 S1 S2 uS1 uS2 iS1 iS2 iD1 iS2 ton T t t t t t t t t 2Ui

19、 2Ui iL iL O O O O O O O O 圖 8-24 全橋電路的理想化波形 8-30 l 如果S1、S4與S2、S3的導通時間不 對稱，則交流電壓uT中將含有直流 分量，會在變壓器一次側產生很大 的直流 分量，造成磁路飽和，因此 全橋電路應注意避免電壓直流分量 的產生，也可在一次側回路串聯一 個電容，以阻斷直流電流。 2）數量關系 濾波電感電流連續(xù)時： (8-5) 輸出電感電流斷續(xù)時，輸出電壓Uo 將高于式（8-5）的計算值，并隨負載 減小而升高，在負載為零的極限情況 下： T t N N U U on 1 2 i o 2 i 1 2 o U N N U 圖 8-23 全橋電路原

20、理圖 S1 S2 uS1 uS2 iS1 iS2 iD1 iS2 ton T t t t t t t t t 2Ui 2Ui iL iL O O O O O O O O 圖 8-24 全橋電路的理想化波形 8-31 圖 8-25 推挽電路原理圖 S1 S2 uS1 uS2 iS1 iS2 iD1 iS2 ton T t t t t t t t t 2Ui 2Ui iL iL O O O O O O O O 圖 8-26 推挽電路的理想化波形 推挽電路中兩個開關S1和S2交替導 通，在繞組N1和N, ,1兩端分別形成 相位相反的交流電壓。 S1導通時，二極管VD1處于通態(tài)， 電感L的電流逐漸上升

21、。 S2導通時，二極管VD2處于通態(tài)， 電感L電流也逐漸上升。 當兩個開關都關斷時，VD1和VD2 都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。 S1和S2斷態(tài)時承受的峰值電壓均為 2倍U Ui i。 1）工作過程 8-32 圖 8-25 推挽電路原理圖 S1 S2 uS1 uS2 iS1 iS2 iD1 iS2 ton T t t t t t t t t 2Ui 2Ui iL iL O O O O O O O O 圖 8-26 推挽電路的理想化波形 2）數量關系 S1和S2同時導通，相當于變 壓器一次側繞組短路，因此應 避免兩個開關同時導通。 濾波電感L電流連續(xù)時： (8-6) 輸出電感電流不連續(xù)時，輸出

22、電壓 Uo將高于式（8-6）的計算值，并 隨負載減小而升高，在負載為零的 極限情況下， T t N N U U on 1 2 i o 2 i 1 2 o U N N U 8-33 電路 優(yōu)點優(yōu)點 缺點缺點功率范圍功率范圍應用領域應用領域 正激正激 電路較簡單，成本低， 可靠性高，驅動電路 簡單 變壓器單向激磁， 利用率低 幾百W幾kW 各種中、小功 率電源 反激反激 電路非常簡單，成本 很低，可靠性高，驅 動電路簡單 難以達到較大的功率， 變壓器單向激磁，利 用率低 幾W幾十W 小功率電子設備、 計算機設備、消 費電子設備電源。 全橋全橋 變壓器雙向勵磁， 容易達到大功率 結構復雜，成本高，有

23、直 通問題，可靠性低，需要 復雜的多組隔離驅動電路 幾百W幾百kW 大功率工業(yè)用電 源、焊接電源、 電解電源等 半橋半橋 變壓器雙向勵磁，沒 有變壓器偏磁問題， 開關較少，成本低 有直通問題，可靠性 低，需要復雜的隔離 驅動電路 幾百W幾kW 各種工業(yè)用電源， 計算機電源等 推挽推挽 變壓器雙向勵磁，變壓 器一次側電流回路中只 有一個開關，通態(tài)損耗 較小，驅動簡單 有偏磁問題幾百W幾kW 低輸入電壓的電 源 表 8-1 各種不同的間接直流變流電路的比較 8-34 圖 8-27 全波整流電路和 全橋整流電路原理圖 雙端電路中常用的整流電路形式 為全波整流電路和全橋整流電路。 a）全波整流電路 1）全波整流電路的特點 優(yōu)點：電感L的電流回路中只有 一個二極管壓降，損耗小，而且 整流電路中只需要2個二極管， 元件數較少。 缺點：二極管斷態(tài)時承受的反壓 較高，對器件耐壓要求較高，而 且變壓器二次側繞組有中心抽頭， 結構較復雜。 適用場合：輸出電壓較低