JH5007指導(dǎo)書(shū)(new第二部分)

1、實(shí)驗(yàn)五集電極調(diào)幅與二極管包絡(luò)檢波一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?、進(jìn)一步加深對(duì)集電極調(diào)幅和二極管大信號(hào)檢波工作原理的理解;2、掌握動(dòng)態(tài)調(diào)幅特性的測(cè)試方法；3、 掌握利用示波器測(cè)量調(diào)幅系數(shù)ma的方法；4、觀察檢波器電路參數(shù)對(duì)輸出信號(hào)失真的影響。二、實(shí)驗(yàn)儀器1、 40MHz雙蹤模擬示波器一臺(tái)2、 BT-3頻率特性測(cè)試儀（可選）一臺(tái)3、 萬(wàn)用表一臺(tái)三、實(shí)驗(yàn)原理與線路1、原理1.1集電極調(diào)幅的工作原理集電極調(diào)幅是利用低頻調(diào)制電壓去控制晶體管的集電極電壓，通過(guò)集電極電壓的變化，使集電極高頻電流的基波分量隨調(diào)制電壓的變化，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。集電極調(diào)幅利用了丙類(lèi) 放大器集電極調(diào)制特性，集電極調(diào)制特性可用圖 5.1表示。在過(guò)壓區(qū)域

2、，輸出電壓幅度Ucm與Ec成正比。正是利用這一特點(diǎn)，可以通過(guò)控制Ec的變化，實(shí)現(xiàn)電壓、電流、功率的相應(yīng)變化，實(shí)現(xiàn)集電極調(diào)幅。圖5.1丙類(lèi)放大器集電極調(diào)制特性集電極調(diào)制電路中，晶體管應(yīng)該始終工作在過(guò)壓狀態(tài)。 把調(diào)制信號(hào)U©與直流電壓Eco 串聯(lián)，使晶體管的集電極直流電壓變成為 Ec=Eco+U Q。通過(guò)Ec的變化，控制Ico、Iclm變 化，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)制，1.2二極管包絡(luò)檢波的工作原理圖5.2二極管峰值包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波方法是將單極性信號(hào)通過(guò)電阻和電容組成的惰性網(wǎng)絡(luò)，取出單極性信號(hào)的峰值信息，這種包絡(luò)檢波器叫峰值包絡(luò)檢波器。最常用的是二極管峰值包絡(luò)檢波器，如圖5.2(a)所示。圖中輸入

3、信號(hào) us為AM調(diào)幅波，RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)兩端的電壓為輸出電壓u。，二極管VD兩端的電壓Ud=Us-U。當(dāng)Ud>0時(shí)，二極管導(dǎo)通，信源 Us通過(guò)二極管對(duì)電容 C充電，充 電的時(shí)常數(shù)約等于 RdC。由于二極管導(dǎo)通電阻Rd很小，因此電容上的電壓迅速達(dá)到信源電壓Us的幅值。當(dāng)ud<0時(shí)，二極管截止，電容 c通過(guò)電阻R放電。若選取 RC的數(shù)值滿(mǎn) 足1 1RC ,RCc即電容放電的時(shí)間常數(shù) RC遠(yuǎn)大于載波周期 Tc,而遠(yuǎn)小于調(diào)制信號(hào)周期T。那么，電容C兩端的電壓變化速率將遠(yuǎn)大于包絡(luò)變化的速率，而遠(yuǎn)小于高頻載波變化的速率。因此，二極管截止期間，uo不會(huì)跟隨載波變化，而是緩慢地按指數(shù)規(guī)律下降。 當(dāng)下降

4、到重新出現(xiàn) ud>0 時(shí)，二極管又導(dǎo)通，電容又被充電到us的幅值；當(dāng)再次現(xiàn)出 uD<0時(shí)，二極管再截止，電容再通過(guò)電阻放電。如此充電、放電反復(fù)進(jìn)行，在電容兩端就可得到一個(gè)接近輸入信號(hào)峰 值的低頻信號(hào)，再經(jīng)過(guò)濾波平滑，去掉疊加在上面的高頻紋波，得到的就是調(diào)制信號(hào)。充 放電過(guò)程如圖 5.2(b)所示。如電路設(shè)計(jì)不合理，峰值包絡(luò)檢波器會(huì)產(chǎn)生惰性失真和負(fù)峰切 割失真：(1)惰性失真：為了提高電壓傳輸系數(shù)和減少檢波特性的非線性引起的失真，必須加大電阻R。而電阻R越大，時(shí)間常數(shù) RC越大，在二極管截止期間電容的放電速率越小。當(dāng)電容器的放電速率低于輸入電壓包絡(luò)的變化速率時(shí)，電容器上的電壓就不再能

5、跟隨包絡(luò)的變化，從而出現(xiàn)失真，如圖5.3所示。在時(shí)間t1和t2間出現(xiàn)信號(hào)失真。圖5.3惰性失真(2)負(fù)峰切割失真：檢波器與下級(jí)電路級(jí)聯(lián)工作時(shí)，往往下級(jí)只取用檢波器輸出的交流電壓，因此在檢波器的輸出端串接隔直流電容Cc,如圖5.4所示。當(dāng)負(fù)載網(wǎng)絡(luò)兩端的電壓uab沁Um0(1+maCOSQ t)時(shí)，相應(yīng)的輸出電流lDo=l0+l1C0SQ t其中U m0U m0maU m0maU m00 Zl(0)r ,I 1Zl()R/ RZl(0)和Zl(Q )分別為下級(jí)電路的直流電阻和交流電阻。因此，如果aUm。Zl( ) ZL(0)Zl( )RlZl(0)Rlr就有可能出現(xiàn)Ii>i0的情況。B+us

6、+Uo圖5.4二極管峰值包絡(luò)檢波這種情況一旦出現(xiàn)，在 COSQ t的負(fù)半周就會(huì)導(dǎo)致lDo<0。在lDo<0的范圍內(nèi)，二極管截止, 負(fù)載網(wǎng)絡(luò)兩端的電壓不可能跟隨輸入電壓包絡(luò)的變化，從而產(chǎn)生失真。這種失真由于出現(xiàn) 在輸出電壓的負(fù)半周，所以叫負(fù)峰切割失真，也叫底部失真，如圖5.5所示。圖5.5負(fù)峰切割失真2、實(shí)驗(yàn)線路本實(shí)驗(yàn)的原理電路圖如5.6所示。圖5.6實(shí)驗(yàn)電原理圖圖中Q62為驅(qū)動(dòng)管，Q61為調(diào)幅晶體管。晶體管Q62工作于甲類(lèi)，Q61工作于丙類(lèi)，10.7MHz載波信號(hào)由高頻信號(hào)源從TPI61輸入，CC62、C613與T63組成的調(diào)諧電路及CC61、C63與T61組成的調(diào)諧電路調(diào)諧在 1

7、0.7MHz載波頻率上。調(diào)制信號(hào)從 TPI63處輸 入，D61為檢波二極管，R63、R64、R65為檢波器的直流負(fù)載， C66、R63、C67組成低通 濾波器，C610為耦合電容，R67、R66、R610為下級(jí)輸入電阻。三、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容1、調(diào)整集電極調(diào)幅的工作狀態(tài)。按下K61，調(diào) W61使Q61的靜態(tài)工作點(diǎn)為 UEQ = 1.2V （即R612旁焊盤(pán)的電壓）。用頻率特性測(cè)試儀測(cè)試電路，調(diào)節(jié)T63、T61的磁芯及可調(diào)電容 CC61、CC62分別使C63與T61及C613與T63初級(jí)線圈形成的調(diào)諧回路諧振在10.7MHz處（如果沒(méi)有頻率特性測(cè)試儀，則這一步略過(guò)； 磁芯易碎，調(diào)節(jié)時(shí)應(yīng)小心 ）。2、 從T

8、PI61處注入10.7MHz的載波信號(hào)（大小為 Vp-p=250mV左右，此信號(hào)由高頻信 號(hào)源提供。為了更好的得到調(diào)幅波信號(hào)，在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中應(yīng)微調(diào)10.7MHz信號(hào)的大?。?TPO61處用示波器觀察輸出波形， 調(diào)節(jié)T63、T61的磁芯及可調(diào)電容 CC61、CC62，使TPO61 處輸出信號(hào)最大且不失真。3、測(cè)試動(dòng)態(tài)調(diào)制特性用示波器從 Q61發(fā)射極測(cè)試輸出電流波形（測(cè)試點(diǎn)為T(mén)PO63）,改變從TPI61處輸入信號(hào)的大?。凑{(diào) WF1，信號(hào)幅度從小到大），直到觀察到電流波形頂點(diǎn)有下凹現(xiàn)象為止， 此時(shí)，Q61工作于過(guò)壓狀態(tài)，保持輸入信號(hào)不變，從TPI63處輸入1KHz的調(diào)制信號(hào)（調(diào)制信號(hào)由低頻信號(hào)

9、源提供），調(diào)制信號(hào)的幅度由 0V開(kāi)始增加（信號(hào)最大時(shí)為Vp-p=5V ）。此時(shí)用示波器在TPO61處可以看到調(diào)幅信號(hào)（如圖 5.6）。改變調(diào)制信號(hào)大小，由式A Bma 100%計(jì)算出不同Vq的時(shí)的調(diào)幅系數(shù) ma,填入下表。A BV q (v)0.5123ma圖5.6調(diào)幅系數(shù)測(cè)量4、觀察檢波器的輸出波形從TPO62用示波器觀察檢波器輸出波形，分別連接J62、J63、J64、J65,在TPO62處觀察輸出波形。1） 觀察檢波器不失真波形（參考連接為J62、J65，可以相應(yīng)的變動(dòng)）。2） 觀察檢波器輸出波形與調(diào)幅系數(shù)ma的關(guān)系。3）在檢波器輸出波形不失真的基礎(chǔ)上，改變直流負(fù)載，觀察“負(fù)峰切割失真”

10、現(xiàn)象，若不明顯，可加大 ma （參考連接為J63、J65,可以相應(yīng)的變動(dòng)）。4）在檢波器輸出不失真的基礎(chǔ)上，連接下一級(jí)輸入電阻，觀察“負(fù)峰切割失真” 現(xiàn)象（參考連接為 J62、J64,可以相應(yīng)的變動(dòng)）。四、實(shí)驗(yàn)報(bào)告內(nèi)容1、整理實(shí)驗(yàn)所得數(shù)據(jù)。2、畫(huà)出不失真和各種失真的調(diào)幅波波形。3、畫(huà)出當(dāng)參數(shù)不同時(shí)，各種檢波器的輸出波形。實(shí)驗(yàn)六變?nèi)荻O管調(diào)頻一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?、掌握變?nèi)荻O管調(diào)頻的工作原理2、學(xué)會(huì)測(cè)量變?nèi)荻O管的 CjV特性曲線；3、學(xué)會(huì)測(cè)量調(diào)頻信號(hào)的頻偏及調(diào)制靈敏度。二、實(shí)驗(yàn)儀器1、40MHz雙蹤模擬示波器一臺(tái)2、頻譜儀(選項(xiàng))一臺(tái)3、萬(wàn)用表一臺(tái)三、實(shí)驗(yàn)原理與線路1、實(shí)驗(yàn)原理1.1變?nèi)荻O管調(diào)頻原

11、理所謂調(diào)頻，就是用調(diào)制信號(hào)去控制載波(高頻振蕩)的瞬時(shí)頻率，使其按調(diào)制信息的規(guī)律變化。設(shè)調(diào)制信號(hào)：Vq (t)=V q mCOSQ t載波Vc(t)=v CmCOS(3 ct+ 0 )。根據(jù)定義，調(diào)頻時(shí)載波的瞬時(shí)頻率隨調(diào)制信號(hào)線性變化，載波頻率的變化為Aw (t)=kfvQ (t)=kfV Q mCOSQ t= Aw mCOSQ t調(diào)頻信號(hào)的表示可以寫(xiě)成VFM(t)=V m0COS(w Ct+mfsinQ t+ 0 0)式中：3= KfVQ是調(diào)頻波瞬時(shí)頻率的最大偏移，簡(jiǎn)稱(chēng)頻偏，它與調(diào)制信號(hào)的振幅成正比。比例常數(shù)Kf亦稱(chēng)調(diào)制靈敏度，代表單位調(diào)制電壓所產(chǎn)生的頻偏。mf= KfVQ/ Q=w / Q

12、 = f / F稱(chēng)為調(diào)頻指數(shù)，是調(diào)頻瞬時(shí)相位的最大偏移，它的大小反映了調(diào)制深度。II C11nZ嚴(yán)Vo 二Cn卜=C2圖6.1變?nèi)荻O管調(diào)頻原理產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)最常用的方法是利用變?nèi)荻O管的特性直接產(chǎn)生調(diào)頻波，其原理電路如圖6.1所示。由于變?nèi)荻O管 Cj的電容值隨外加電壓 vq的變化而變化，因此振蕩器輸出 信號(hào)V。的頻率也隨著 vq的幅值變化，實(shí)現(xiàn)調(diào)頻。變?nèi)荻O管Cj通過(guò)耦合電容 Ci并接在LCn回路的兩端，形成振蕩回路總電容的一部分。如Ci取值較大，振蕩回路的總電容C=CN+Cj振蕩頻率為：f 112 .LC 2 L（Cn C）加在變?nèi)荻O管上的反向偏壓為：Vr=Vq （直流反偏）+ U q

13、（調(diào)制電壓）+ U 0 （高頻振蕩，可忽略）變?nèi)荻O管利用 PN結(jié)的結(jié)電容制成，在反偏電壓作用下呈現(xiàn)一定的結(jié)電容（勢(shì)壘電容），而且這個(gè)結(jié)電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定范圍內(nèi)變化，其關(guān)系曲線稱(chēng)Cju R曲線，如圖6.2所示。圖6.2變?nèi)莨芙Y(jié)電容隨外加電壓的變化曲線由圖可見(jiàn)：未加調(diào)制電壓時(shí)，直流反偏Vq所對(duì)應(yīng)的結(jié)電容為 Cjq。當(dāng)反偏增加時(shí)，Cj減??；反偏減小時(shí)，Cj增大，其變化具有一定的非線性，當(dāng)調(diào)制電壓較小時(shí)，近似為工作 在Cju R曲線的線性段，Cj將隨調(diào)制電壓線性變化，當(dāng)調(diào)制電壓較大時(shí)，曲線的非線性 不可忽略，它將給調(diào)頻帶來(lái)一定的非線性失真。設(shè)未調(diào)制時(shí)的載波頻率為 f。，C。為調(diào)制信號(hào)為0

14、時(shí)的回路總電容，Cm是變?nèi)荻O管結(jié) 電容變化的最大幅值，則C0CnCjQf0 12 丄(Cn CjQ)1頻偏 f (f°/C°)Cm振蕩器振蕩頻率f(t) f0 f(t) f0 f cos t由此可見(jiàn)：振蕩頻率隨調(diào)制電壓線性變化，從而實(shí)現(xiàn)了調(diào)頻。其頻偏厶f與回路的中心頻率fo成正比，與結(jié)電容變化的最大值Cm成正比，與回路的總電容 Co成反比。為了減小高頻電壓對(duì)變?nèi)荻O管的作用，減小中心頻率的漂移，常將圖6.1中的耦合電容Ci的容量選得較小(與 C同數(shù)量級(jí))，形成部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。對(duì)部分 接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路進(jìn)行理論分析可得到其頻偏公式：' 2 1 2

15、f P2?：(fo/Co)Cm P2 f2式中P C1 /(C1 C jQ )為接入系數(shù)。關(guān)于直流反偏工作點(diǎn)電壓的選取，可由變?nèi)荻O管的Cju R曲線決定。從曲線中可見(jiàn)，對(duì)不同的u R值，其曲線得斜率(跨導(dǎo))Sc= Cj /u各不相同。u R較小時(shí)，SC較大, 產(chǎn)生得頻偏也大，但非線性失真嚴(yán)重，故調(diào)制電壓不宜過(guò)大。反之，uR較大時(shí)，SC較小，達(dá)不到所需頻偏的要求，所以Vq 般先選在Cju r曲線線性較好，且 Sc較大區(qū)段的中間位置，一般取手冊(cè)上給的反偏數(shù)值。本實(shí)驗(yàn)將具體測(cè)出實(shí)驗(yàn)電路上的變?nèi)荻O管的Cju r曲線，并由同學(xué)們自己選定 Vq值，測(cè)量其頻偏 f的大小。1.2變?nèi)荻O管Cju R曲線的

16、測(cè)量。設(shè) Cjx為變?nèi)荻O管加不同反偏u RX時(shí)的結(jié)電容，其 對(duì)應(yīng)的振蕩頻率為fx；若斷開(kāi)變?nèi)荻O管，由 CN、L組成的并聯(lián)諧振電路，對(duì)應(yīng)的振蕩頻 率為fN，則它們分別為：fx 1 2 L(Cn Cjx)12丄Cn由上面兩式可求得CjxNfx2 ?C2?CNf 2f 1)?CN(1)fX、fN易測(cè)量，只要知道 Cn，就可測(cè)得變?nèi)荻O管 Cju R曲線。CN的測(cè)試方法如下: 斷開(kāi)變?nèi)荻O管，將一已知電容Ck并接在回路LCn兩端，此時(shí)對(duì)應(yīng)的頻率為 fK，有12. L(Cn ck )根據(jù)fN可得:CN丄?C f 2 f 2 ? CK fN fK1.3調(diào)制靈敏度單位調(diào)制電壓所引起的頻偏稱(chēng)為調(diào)制靈敏度，

17、以Sf表示，單位為KHz/V，即Sf | f|/u m式中，Um為調(diào)制信號(hào)的幅度（峰值）Sf越大，調(diào)制信號(hào)的控制作用越強(qiáng)，產(chǎn)生的頻偏越大。1.4實(shí)驗(yàn)線路圖6.3實(shí)驗(yàn)電原理圖使用+12V供電，振蕩器 Q81使用3DG12C，變?nèi)莨苁褂肐T32,Q82為隔離緩沖級(jí)。 主要技術(shù)指標(biāo)：主振頻率 f0=10.7MHz，最大頻偏 fm=± 20KHz本實(shí)驗(yàn)中，由 R82、R82、W81、R83組成變?nèi)荻O管的直流偏壓電路。C83、C84、C812組成變?nèi)荻O管的不同接入系數(shù)。TPI81為調(diào)制信號(hào)輸入端，由 L84、C88、C87、C89、C85和振蕩管組成 LC調(diào)制電路。三、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容1、LC調(diào)頻

18、電路實(shí)驗(yàn)1）連接J82、J84組成LC調(diào)頻電路。2） 接通電源調(diào)節(jié) W81，在變?nèi)荻O管 D81負(fù)端用萬(wàn)用表測(cè)量電壓（即 D81右邊 焊點(diǎn)電位），使變?nèi)荻O管的反向偏壓為2.5V。3）用示波器在TPO82處觀察振蕩波形，調(diào)節(jié) W82使輸出信號(hào)幅值最大。用頻率計(jì)測(cè)頻率，用無(wú)感起子調(diào)節(jié)L84，使振蕩頻率為10.7MHz。4）從TPI81處輸入1KHz的正弦信號(hào)作為調(diào)制信號(hào)（信號(hào)由低頻信號(hào)源提供，參 考低頻信號(hào)源的使用。信號(hào)大小由零慢慢增大，用示波器在TPO82處觀察振蕩波形變化，如果有頻譜儀則可以用頻譜儀觀察調(diào)制頻偏），此時(shí)能觀測(cè)到一條正弦?guī)?。如果用方波調(diào)制則在示波器上可看到兩條正弦波，這兩條正弦

19、波之間的相差隨調(diào)制信號(hào)大小而變。5）分別接J81、J83重做實(shí)驗(yàn)4。6）（選做）測(cè)繪變?nèi)荻O管的CjxVrx曲線。斷開(kāi)J81、J83,連接J82，斷開(kāi)TPI81的輸入信號(hào)，使電路為 LC自由振蕩狀態(tài)。斷開(kāi)變?nèi)荻O管 Cj （即斷開(kāi)J84）用頻率計(jì)在TPO82處測(cè)量頻率fN斷開(kāi)Cj，接上已知Ck （即連通J85, Ck= C86 = 10p）,在TPO82處測(cè)量頻率fK，由 式（2）計(jì)算出Cn值，填入下表中。fNCkfKCn斷開(kāi)Ck （即斷開(kāi)J85）,接上變?nèi)荻O管（即連接J84）,調(diào)節(jié) W81，測(cè)量不同反偏VRX值時(shí)，對(duì)應(yīng)的頻率fx值，代入式（1）計(jì)算CjX值，填入下表中。Vrx (伏)0.5

20、11.522.53fx (MHz )Cjx (PF)（4）作 CjX Vrx 曲線。（5）作fXVrx曲線。7）用頻譜儀觀察調(diào)頻信號(hào)（應(yīng)接入變?nèi)荻O管，即連J84,斷開(kāi)J85），記下不同的v。對(duì)應(yīng)的不同的厶f,計(jì)算調(diào)制靈敏度 sff /u m的值。（如果沒(méi)有頻譜儀則此項(xiàng)不作要求）。8）觀察頻偏與接入系數(shù)的關(guān)系（此時(shí)應(yīng)斷開(kāi)J85,連接J84）。在直流偏值電壓相同的情況下，輸入調(diào)制信號(hào)相同的情況下，分別接連J81、J83測(cè)試所得的頻偏，計(jì)算Sf| f|/u m的，驗(yàn)證 f ' P2 f。 f為7）中所測(cè)的值。接入系數(shù)為PC85。C85 CjQ9） 觀察頻偏與直流反偏電壓的關(guān)系（此時(shí)應(yīng)斷開(kāi)J

21、85,連接J82、J84）。調(diào)節(jié)W81觀察調(diào)頻信號(hào)的變化。10） 觀察頻偏與調(diào)制信號(hào)頻率的關(guān)系（此時(shí)應(yīng)斷開(kāi)J85,連接J82、J84）。四、實(shí)驗(yàn)報(bào)告內(nèi)容1、整理LC調(diào)頻所測(cè)的數(shù)據(jù)，繪出觀察到的波形。2、繪出CjxVrx曲線和LC調(diào)頻電路的fxVrx曲線。3、從fxVrx曲線上求出V ©對(duì)應(yīng)的Kf= f/ V值，與直接測(cè)量值進(jìn)行比較。實(shí)驗(yàn)七集成電路模擬乘法器的應(yīng)用一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?、了解模擬乘法器（MC1496 ）的工作原理，掌握其調(diào)整與特性參數(shù)的測(cè)量方法。2、掌握利用乘法器實(shí)驗(yàn)混頻，平衡調(diào)幅，同步檢波，鑒頻等幾種頻率變換電路的原 理及方法。二、實(shí)驗(yàn)儀器1、 40MHz雙蹤示波器一臺(tái)2、

22、頻率特性掃頻儀（可選）一臺(tái)三、實(shí)驗(yàn)原理及電路1、集成模擬乘法器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)集成模擬乘法器是完成兩個(gè)模擬量（電壓或電流）相乘的電子器件。在高頻電子線路中，振幅調(diào)制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調(diào)制與解調(diào)的過(guò)程，均可視為兩個(gè)信號(hào)相乘或包含相乘的過(guò)程。采用集成模擬乘法器實(shí)現(xiàn)上述功能比采用分立器件如二極管和三極管要簡(jiǎn)單的多。集成模擬乘法器的常見(jiàn)產(chǎn)品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。下面介紹 MC1496集成模擬乘法器。1）MC1496的結(jié)構(gòu)INxRereINxBIOU T1234567'XFC1596MC141413121110

23、908OU TINyINy圖7.1MC1496的內(nèi)部電路及引腳圖MC1496是雙平衡四象限模擬乘法器。其內(nèi)部電路圖和引腳圖如圖7.1（a） （b）所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，V5、V6組成的單差分放大器用以激勵(lì)V1V4。V7、V8及其偏置電路組成差分放大器V5、V6的恒流源。引腳8與10接輸入電壓UX, 1與4接另一輸入電壓 Uy,輸出電壓U0從引腳6與12輸出。引腳2與3外接電阻Re，對(duì)差分 放大器V5、V6產(chǎn)生串聯(lián)電流負(fù)反饋， 以擴(kuò)展輸入電壓 Uy的線性動(dòng)態(tài)范圍。弓I腳14為負(fù)電 源端（雙電源供電時(shí)）或接地端（單電源供電時(shí)），引腳5外接電阻R5。用來(lái)調(diào)節(jié)偏置電流15及

24、鏡像電流I0的值。MC1496可以采用單電源供電，也可以采用雙電源供電，器件的靜態(tài)工作點(diǎn)由外接元 件確定，靜態(tài)偏置電壓的設(shè)置應(yīng)保證各個(gè)晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集一基極間 的電壓應(yīng)大于或等于 2V,小于或等于最大允許工作電壓。一般情況下，晶體管的基極電流很小，對(duì)于圖7.1 （a）,三對(duì)差分放大器的基極電流18、|10、|1和I4可以忽略不計(jì)，因此器件的靜態(tài)偏置電流主要由恒流源的值確定。當(dāng)器件為單電源工作時(shí)，引腳14接地，5腳通過(guò)一電阻R5接正電源（+Ucc的典型值為+12V）,由于I0是I5的鏡像電流，所以改變電阻 R5可以調(diào)節(jié)I0的大小，即卩UCC 0-7V5R5500當(dāng)器件為雙電源工

25、作時(shí)，引腳14接負(fù)電源-Uee（般接-8V） , 5腳通過(guò)一電阻R5接地,因此，改變R5也可以調(diào)節(jié)I0的大小，即II.uee| 0.7VI 0I 5R5500根據(jù)MC1496的性能參數(shù)，器件的靜態(tài)電流小于4mA，般取1。= |5= 1mA左右。2、基本工作原理設(shè)輸入信號(hào)Ux= Uxm COSWxt , Uy = Uym COSWyt，則MC1496乘法器的輸出U0與引腳2與3間 的反饋電阻Re及輸入信號(hào)Ux、Uy的幅值有關(guān)：2Rl . UxU0UythRe2Ut當(dāng)Ux為小信號(hào)（Uxm<2UT ）時(shí)，輸出電壓 U0可表示為 ux為小信號(hào)時(shí)，MC1496近似為一理想的乘法器，輸出信號(hào)U0中只

26、包含兩個(gè)輸入信號(hào)的和 頻與差額。U0RlReUtUxUy當(dāng)Ux為大信號(hào)（Uxm>2UT ）時(shí)，輸出電壓可近似表示為2RlU0Uyk2( xt)其中k2（ xt）是雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)。上式表明，Ux為大信號(hào)時(shí)，輸出電壓 U0與輸入信號(hào)Ux無(wú) 關(guān)。3、集成模擬乘法器的應(yīng)用舉例1) 振幅調(diào)制振幅調(diào)制是使載波信號(hào)的幅值正比于調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)值的變換過(guò)程。通常載波信號(hào)為 高頻信號(hào)，調(diào)制信號(hào)為低頻信號(hào)。設(shè)載波信號(hào)的表達(dá)式為 比=Ucm COSWct，調(diào)制信號(hào)的表達(dá)式為 Uc(t) = Uu© m COS Q t，則 普通(AM)調(diào)幅信號(hào)的表達(dá)式U0 ( t)= ucm (1+maCOSQ t) C

27、OSWct式中，ma調(diào)幅系數(shù)， ma= UQ m / ucm。由式可見(jiàn)AM調(diào)幅波包含載波分量和上下邊頻。由于載波分量不含調(diào)制信號(hào)信息量， 但在AM信號(hào)中卻占有很大比重，因此AM信號(hào)傳輸效率較低，稱(chēng)這種調(diào)制為有載波調(diào)制。為提高信息傳輸效率，廣泛采用雙邊帶的雙邊帶(DSB)或單邊帶(SSB)振幅調(diào)制。雙邊帶調(diào)幅波的表達(dá)式為u0 ( t)= ucm maCOS Q t COSWct與AM信號(hào)相比，不含載波分量。單邊帶調(diào)幅波(SSB)的表達(dá)式為u0 ( t)= ucm maCOS ( Wc±Q) t 與DSB相比，僅發(fā)送一個(gè)邊頻，因此帶寬將少一半。圖7.2乘法器混頻和幅度調(diào)制電原理圖MC14

28、96構(gòu)成的振幅調(diào)制器電路如圖7.2所示。斷開(kāi)J12、J13、J15、J19、J110連接好J11、J14、J16、J17、J18,組成由MC1496構(gòu)成的平衡調(diào)幅電路。其中載波信號(hào)Uc經(jīng)高頻耦合電容C14從ux端輸入，C15為高頻旁路電容，使8腳接地。調(diào)制信號(hào)U q經(jīng)低頻耦合電容 C11 從uy端輸入，C16為低頻旁路電容，使4腳接地。調(diào)幅信號(hào) U0從12腳單端輸出，器件采用雙電源供電方式，所以 5腳的偏置電阻R113接地，腳2與3間接入負(fù)反饋電阻R112,以擴(kuò)展調(diào)制信號(hào)的U©的線性動(dòng)態(tài)范圍，R112增大，線性范圍增大但乘法器的增益隨之減少。電阻Rl8、R19、R111及R114為器

29、件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內(nèi)部的各個(gè)晶體管工作在放大狀態(tài)。對(duì)于圖7.2所示電路參數(shù)，測(cè)量器件的靜態(tài)( Uc= 0, Uq= 0)偏置電壓為6V 6V 0V 0V 8.6V8.6V-0.7V-0.7V-6.8VR14、R17與電位器 W11組成平衡調(diào)節(jié)電路，改變W11可以使乘法器實(shí)現(xiàn)雙邊帶的振幅調(diào)制(DSB調(diào)制)或有載波的振幅調(diào)制(AM調(diào)制)。電路操作過(guò)程如下：(1)雙邊帶(DSB )振幅調(diào)制Ux端輸入載波信號(hào) Uc(t)，其頻率fc= 10.7MHz，峰峰值 UCP-P= 40mV。Uy端輸入調(diào) 制信號(hào)U q (t),其頻率f q= 1KHz，先使峰峰值 U qp-p=0,調(diào)節(jié)W11，使輸出

30、端TPO11信號(hào) 輸出為0(此時(shí)U4= U1)。逐漸增加U qp-p,則輸出端TPO11信號(hào)的幅度逐漸增大，最后出 現(xiàn)如圖7.3所示的雙邊帶的調(diào)幅信號(hào)。由于器件內(nèi)部參數(shù)不可能完全對(duì)稱(chēng)，致使輸出出現(xiàn) 載漏信號(hào)。腳1和4分別接電阻Ry、R17可以較好地抑制雙邊帶載漏信號(hào)和改善溫度性能。圖7.3雙邊帶(DSB)的調(diào)幅信號(hào)(2)普通調(diào)幅波(AM )Ux端輸入載波信號(hào) Uc(t), fC= 10.7MHz , U CP-P= 40mV。調(diào)節(jié)平衡電位器 w11，使 輸出信號(hào)U0 ( t)中有載波輸出(此時(shí) U4與U1不相等)。再?gòu)腢y端輸入調(diào)制信號(hào)，其 f Q =1KHz，當(dāng)Ucp-p由零逐漸增大時(shí)，則輸

31、出端 TPO11信號(hào)的幅度發(fā)生變化，最后出現(xiàn)如A R圖7.4所示的有載波調(diào)幅信號(hào)的波形，調(diào)幅系數(shù)ma為ma100%圖7.4普通調(diào)幅波(AM )信號(hào)的波形2) 同步檢波振幅調(diào)制信號(hào)的解調(diào)過(guò)程稱(chēng)為檢波。常用方法有包絡(luò)檢波和同步檢波兩種。由于普通 調(diào)幅波（AM ）信號(hào)的包絡(luò)直接反映了調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律，可以用二極管包絡(luò)檢波的方法進(jìn)行解調(diào)。而雙邊帶或單邊帶振幅調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)不能直接反映調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律， 所以無(wú)法用包絡(luò)檢波進(jìn)行解調(diào)，必須采用同步檢波方法。同步檢波又分為疊加型同步檢波和乘積型同步檢波。將振幅調(diào)制信號(hào)如雙邊帶信號(hào)、同步信號(hào)（即載波信號(hào)）經(jīng)乘法器相乘，再經(jīng)低通濾波即可輸出解調(diào)信號(hào)。MC14

32、96模擬乘法器構(gòu)成的同步檢波解調(diào)器電路如圖7.5所示。連接J22、J24、J26,組成由MC1496構(gòu)成的同步檢波電路。其中 Ux端（TPI21）輸入同步信號(hào)或載波信號(hào) Uc, uy端（TPI23）輸入已調(diào) 波信號(hào)Us。輸出端經(jīng)隔直電容 C210、低通濾波電容 C211、運(yùn)放LM358放大，由TPO21輸出解調(diào)信號(hào)LEJX】圖7.5乘法器同步檢波和鑒頻電路電原理圖3）鑒頻乘積型相位鑒頻鑒頻是調(diào)頻的逆過(guò)程，廣泛采用的鑒頻電路是相位鑒頻器。其鑒頻原理是：先將調(diào)頻 波經(jīng)過(guò)一個(gè)線性移相網(wǎng)絡(luò)變換成調(diào)頻調(diào)相波，然后再與原調(diào)頻波一起加到一個(gè)相位檢波器 進(jìn)行鑒頻。因此實(shí)現(xiàn)鑒頻的核心部件是相位檢波器。相位檢波又

33、分為疊加型相位檢波和乘積型相位檢波，利用模擬乘法器的相乘原理可實(shí)現(xiàn)乘積型相位檢波，其基本原理是：在乘法器的一個(gè)輸入端輸入調(diào)頻波Us（ t）,另一輸入端輸入經(jīng)線性移相網(wǎng)絡(luò)移相后的調(diào)頻調(diào)相波Us（t）。這兩個(gè)信號(hào)相乘，并濾除其中的高頻分量，即可實(shí)現(xiàn)調(diào)頻解調(diào)。鑒頻特性相位鑒頻器的輸出電壓 U0與調(diào)頻波瞬時(shí)頻率f的關(guān)系稱(chēng)為鑒頻特性， 其特性曲線（或 稱(chēng)S曲線）如圖7.6所示。鑒頻器的主要性能指標(biāo)是鑒頻靈敏度 Sd和線性鑒頻范圍2 fmax。 Sd定義為鑒頻器調(diào)頻波單位頻率變化所引起的輸出電壓的變化量，通常用鑒頻特性曲線U0-f在中心頻率fo處的斜率來(lái)表示，即Sd= Uo/ f2A fmax定義鑒頻器不

34、失真解調(diào)調(diào)頻波時(shí)所允許的最大頻率線性變化范圍,可在鑒頻特性曲線上求出。圖7.6相位鑒頻器鑒頻特性乘積型相位鑒頻器在電原理圖7.5中，斷開(kāi)J22、J24、J26連接好J21、J23、J25,組成由MC1496構(gòu)成的鑒頻電路。其中C23、CC21與L21并聯(lián)諧振回路共同組成線性移相網(wǎng)絡(luò)，將調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率的變化轉(zhuǎn)變成瞬時(shí)相位的變化，從而實(shí)現(xiàn)線性移相。MC1496的作用是將調(diào)頻波與調(diào)頻調(diào)相波相乘，其輸出端接集成運(yùn)放構(gòu)成的差分放大器，將雙端輸出變成單端輸出， 再經(jīng)R221與C219的濾波網(wǎng)絡(luò)輸出。對(duì)于圖 7.5所示的鑒頻電路的鑒頻操作過(guò)程如下：首 先測(cè)量鑒頻器的靜態(tài)工作點(diǎn)（與圖7.2電路的靜態(tài)工作點(diǎn)基

35、本相同），再調(diào)諧并聯(lián)諧振回路，使其諧振（諧振頻率fo= 10.7MHz ）。再?gòu)膗x端輸入fc = 10.7MHz , Ucp-p= 40mV的載波（不 接相移網(wǎng)絡(luò)，Uy= 0）,調(diào)節(jié)平衡電位器 W21使載波抑制最佳（U0= 0）。然后接入移相網(wǎng)絡(luò)， 輸入調(diào)頻波 Us,其中心頻率f0= 10.7MHz , Ucp-p= 40mV，調(diào)制信號(hào)的頻率 f10.7KHz , 最大頻偏厶fmax= 75KHz，調(diào)節(jié)諧振回路 CC21使輸出端獲得的低頻調(diào)制信號(hào)U0（t）的波形失真最小，幅度最大。鑒頻特性曲線（S曲線）的測(cè)量方法測(cè)量鑒頻特性曲線的常用方法有逐點(diǎn)描跡法和掃頻測(cè)量法逐點(diǎn)描跡法的操作是：用高頻信號(hào)

36、發(fā)生器作為信號(hào)源加到鑒頻器的輸入端Us （見(jiàn)圖7.5），先調(diào)節(jié)中心頻率 f0= 10.7MHz，輸出幅度Ucp-p= 40mV。鑒頻器的輸出端 U。接數(shù)字 萬(wàn)用表（置于“直流電壓”檔）測(cè)量輸出電壓U。值。（調(diào)諧并聯(lián)諧振回路，使其諧振）。再改變高頻信號(hào)發(fā)生器的輸出頻率（維持幅度不變），記下對(duì)應(yīng)的輸出電壓 U。值，并填入下表。最后根據(jù)表中測(cè)量值描繪S曲線。表7-1鑒頻特性曲線的測(cè)量值f0/MHz10.510.610.710.810.9U0/mV掃頻測(cè)量法的操作是：將掃頻儀（如BT 3型）的輸出信號(hào)加到鑒頻器的輸入端Us,掃頻儀的檢波探頭電纜換成夾子電纜線接到鑒頻器的輸出端Uo。先調(diào)節(jié)BT-3的“頻

37、率偏移”、“輸出衰減”、“Y軸增益”等旋鈕，使 BT-3上直接顯示出鑒頻特性，利用“頻標(biāo)”可 繪出S曲線。調(diào)節(jié)諧振回路電容CC21，平衡電位器 W21可改變S曲線的斜率和對(duì)稱(chēng)性。4）混頻在圖 7.2 中，將連接器 J12、J13、J15、J19、J110 連接好（此時(shí) J11、J14、J16、J17、 J18應(yīng)斷開(kāi)），組成由MC1496構(gòu)成的混頻器電路，其中ux端輸入信號(hào) uc= 10.7MHz。 Uy端輸入信號(hào)的信號(hào)比=10.245MHz，輸出端接有陶瓷帶通濾波器輸出455KHZ混頻信號(hào)。三、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容1、混頻器實(shí)驗(yàn)參考電原理圖7.2，將連接器J12、J13、J15、J19、J110連接好（此

38、時(shí)J11、J14、J16、 J17、J18應(yīng)斷開(kāi)），組成由MC1496構(gòu)成的混頻器電路。1）接通開(kāi)關(guān)K11，在不加入輸入信號(hào)（uc、us= 0）的情況下，測(cè)試 MC1496各管 腳的靜態(tài)工作電壓應(yīng)與前面實(shí)驗(yàn)原理中平衡調(diào)制部分講到的基本相同。2）輸入U(xiǎn)c, Uc為10.7MHz的載波信號(hào)大小為 Vp-p=300mV （由高頻信號(hào)源提供，參考高頻信號(hào)源使用），從TPI11處輸入。us= 10.245MHz，由正弦振蕩單元電路產(chǎn)生（晶體振蕩，參考正弦振蕩單元），從TPI13處輸入。用示波器和頻率計(jì)在TPO11處觀察輸出波形，輸出信號(hào)頻率應(yīng)為455KHz。2、平衡調(diào)幅實(shí)驗(yàn)參考電原理圖 7.2,斷開(kāi) J

39、12、J13、J15、J19、J110 連接好 J11、J14、J16、J17、J18, 組成由MC1496構(gòu)成的平衡調(diào)幅電路。1）當(dāng)uc、us= 0時(shí)，測(cè)試MC1496各管腳電壓，看是否與原理部分講的相符。2）產(chǎn)生雙邊帶振幅調(diào)制在Ux端（TPI11處）輸入fc= 10.7MHz的載波（由高頻信號(hào)源提供，參考高頻信號(hào)源 使用），Ucp-p=250mV ; Uy端（TPI12處）輸入f0= 1KHz信號(hào)，使U叩-p為零，調(diào)節(jié)可調(diào)電 阻W11 （逆時(shí)針調(diào)節(jié)），使在TPO11處測(cè)試的信號(hào) U0=0（此時(shí)u4=u1）。逐漸增大U叩-p （最 大峰值為1.5V，太大會(huì)失真），直至出現(xiàn)雙邊帶的調(diào)幅信號(hào)出現(xiàn)

40、（用示波器在TPO11處測(cè)試）。在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中應(yīng)微調(diào)輸入信號(hào)，以得到最好的輸出波形。由平衡調(diào)幅部分產(chǎn)生的調(diào)幅波作為同步檢波部分的調(diào)幅波輸入信號(hào)。3）產(chǎn)生普通調(diào)幅波（AM ）信號(hào)在步驟2）的基礎(chǔ)上調(diào)節(jié) W11，使輸出信號(hào)中有載波存在，則輸出有載波的振幅調(diào)制信號(hào)。3、同步檢波實(shí)驗(yàn)參考電原理圖7.5，連接J22、J24、J26,組成由MC1496構(gòu)成的同步檢波電路。1）按下K21接通+12，-12V電源，在Uc,Us為0時(shí)，測(cè)試 MC1496各管腳的電壓看 是否與調(diào)制部分基本相同。2）從TPI21處輸入10.7MHz的載波，由高頻信號(hào)源部分提供（此信號(hào)與平衡調(diào)制實(shí)驗(yàn)中的載波信號(hào)為同一信號(hào)），使Us=

41、0,調(diào)W21使在TPO21處觀察的信號(hào)為0, 在Uy端輸入由平衡調(diào)制實(shí)驗(yàn)中產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)，即將TPO11與TPI23連接（TPO11輸出調(diào)幅波），這時(shí)從TPO21處用示波器應(yīng)能觀察到的波形，調(diào)節(jié)W21可使輸出波形幅度增大，波形失真減小。信號(hào)大小在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中應(yīng)微調(diào)，以保證 輸出信號(hào)最好4、鑒頻實(shí)驗(yàn)參考電原理圖 7.5，斷開(kāi)J22、J24、J26連接好J21、J23、J25,組成由MC1496構(gòu)成 的鑒頻電路。1） 按下K21接通電源+12V、-12V，使輸入信號(hào)為0，測(cè)MC1496各管腳電壓，看是 否與平衡調(diào)制部分基本相同2） （選做）用BT-3頻率特性測(cè)試儀測(cè)試移相網(wǎng)絡(luò)（C22、C23、

42、CC21、L21 ）,調(diào)節(jié)CC21使由L21、C23、CC21組成的并聯(lián)諧振回路諧振在10.7MHz。3）從TPI22處輸入已調(diào)調(diào)頻波（此調(diào)頻波信號(hào)由高頻信號(hào)源單元提供，參考高頻信號(hào)源的使用）載波 Vp-p=500mV左右，調(diào)制信號(hào) U Q p-p=300mV1V。用示波器從TPO21處可以看到輸出的低頻調(diào)制信號(hào)U© （t），如果信號(hào)失真可調(diào)節(jié)CC21。4）（選做）用BT-3掃頻儀測(cè)繪鑒頻特性曲線。四、實(shí)驗(yàn)報(bào)告內(nèi)容1、整理各項(xiàng)實(shí)驗(yàn)所得的數(shù)據(jù)，繪制出有關(guān)曲線和波形。2、對(duì)實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行分析。3、分析為什么在平衡調(diào)幅實(shí)驗(yàn)中得不到載波絕對(duì)為零的波形？4、分析如果鑒頻特性曲線不對(duì)稱(chēng)或鑒頻靈敏度

43、過(guò)低，應(yīng)如何改善？實(shí)驗(yàn)八模擬鎖相環(huán)應(yīng)用實(shí)驗(yàn)一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?、掌握模擬鎖相環(huán)的組成及工作原理。2、學(xué)習(xí)用集成鎖相環(huán)構(gòu)成鎖相解調(diào)電路。3、學(xué)習(xí)用集成鎖相環(huán)構(gòu)成鎖相倍頻電路。二、實(shí)驗(yàn)儀器40MHz雙蹤模擬示波器一套調(diào)試工具三、鎖相環(huán)路的基本原理1、鎖相環(huán)路的基本組成鎖相環(huán)是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，但它的基本原理是利用相位誤 差電壓去消除頻率誤差，所以當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后，雖然有剩余相位誤差存在，但頻 率誤差可以降低到零，從而實(shí)現(xiàn)無(wú)頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。鎖相環(huán)由三部分，如圖 8.1所示。圖8.1鎖相環(huán)組成方框圖它包含壓控振蕩器（VCO）,鑒相器（PD）和環(huán)路濾波器（LF）三個(gè)基本部

44、件，三者 組成一個(gè)閉合環(huán)路，輸入信號(hào)為 Ui（ t）輸出信號(hào)為uo（ t）,反饋至輸入端。下面逐一說(shuō)明 基本部件的作用。1）壓控振蕩器（VCO ）VCO是本控制系統(tǒng)的控制對(duì)象，被控參數(shù)通常是其振蕩頻率，控制信號(hào)為加在VCO上的電壓，故稱(chēng)為壓控振蕩器。2）鑒相器（PD）PD是一相位比較裝置，用來(lái)檢測(cè)輸出信號(hào)U0（t）與輸入信號(hào)Ui（t）之間的相位差B e（t）,并把轉(zhuǎn)化為電壓 Ud（t）輸出，Ud（t）稱(chēng)為誤差電壓，通常 Ud （ t）為一直流量或一低頻交流量。3）環(huán)路濾波器（LF）LF為一低通濾波電路，其作用是濾除因PD的非線性而在ud (t)中產(chǎn)生的無(wú)用的組合頻率分量及干擾，產(chǎn)生一個(gè)只反映B

45、e( t)大小的控制信號(hào)Uc( t)。按照反饋控制原理，如果由于某種原因使 VCO的頻率發(fā)生變化使得與輸入頻率不相等，這必將使Uo (t)與Ui(t)的相位差B e (t),發(fā)生變化，該相位差經(jīng)過(guò) PD轉(zhuǎn)換成誤差電壓Ud (t),此誤差電壓 經(jīng)LF濾波后得到Uc (t),由Uc (t)去改變VCO的振蕩頻率使趨近于輸入信號(hào)的頻率，最 后達(dá)到相等。環(huán)路達(dá)到最后的這種狀態(tài)就稱(chēng)為鎖定狀態(tài)，當(dāng)然由于控制信號(hào)正比于相位差。因此在鎖定狀態(tài)，B e ( t)不可能為0,換言之在鎖定狀態(tài) U0 (t )與Ui ( t)仍存在相位差。2、鎖相環(huán)路的兩種調(diào)節(jié)過(guò)程鎖相環(huán)路有兩種不同的自動(dòng)調(diào)節(jié)過(guò)程：一是跟蹤過(guò)程，二是

46、捕捉過(guò)程。1) 環(huán)路的跟蹤過(guò)程在環(huán)路鎖定之后，若輸入信號(hào)頻率發(fā)生變化，產(chǎn)生了瞬時(shí)頻差，從而使瞬時(shí)相位差發(fā) 生變化，則環(huán)路將及時(shí)調(diào)節(jié)誤差電壓去控制VCO，使VCO輸出信號(hào)頻率隨之變化，即產(chǎn)生新的控制頻差，VCO輸出頻率及時(shí)跟蹤輸入信號(hào)頻率，當(dāng)控制頻差等于固有頻差時(shí)，瞬 時(shí)頻差再次為零，繼續(xù)維持鎖定，這就是跟蹤過(guò)程，在鎖定后能夠繼續(xù)維持鎖定所允許的 最大固有角頻差厶 Wim的兩倍稱(chēng)為跟蹤帶或同步帶。2) 環(huán)路的捕捉過(guò)程環(huán)路由失鎖狀態(tài)進(jìn)入鎖定狀態(tài)的過(guò)程稱(chēng)為捕捉過(guò)程。設(shè)t=0時(shí)環(huán)路開(kāi)始閉合，此前輸入信號(hào)角頻率 Wi不等于VCO輸出振蕩角頻率 Wyo (因 控制電壓Uc= 0),環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。假定W

47、i是一定值，二者有一瞬時(shí)角頻差 W1 = Wi-Wyo, 瞬時(shí)是相位差 W1隨時(shí)間線性增大，因此鑒相器輸出誤差電壓ue (t)= kbsinw1t將是一個(gè)周期為2n / W1的正弦函數(shù)，稱(chēng)為正弦差拍電壓。所謂差拍電壓是指其角頻率(此處是厶 W1)為兩個(gè)角頻率(此處是 Wi與Wyo)的差值，角頻差厶 W1的數(shù)值大小不同，環(huán)路的工作 情況也不同。若厶W1較小，處于環(huán)路濾波器的通頻帶內(nèi)，則差拍誤差電壓ue ( t)能順利通過(guò)環(huán)路濾波器加到 VCO上，控制VCO的振蕩頻率，使其隨差拍電壓的變化而變化，所以VCO輸出是一個(gè)調(diào)頻波，即 Wy ( t)將在Wyo上下擺動(dòng)。由于 W1較小，所以Wy ( t)很

48、容易擺 動(dòng)到Wi，環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài)，鑒相器將輸出一個(gè)與穩(wěn)態(tài)相位差對(duì)應(yīng)的直流電壓，維持環(huán)路 動(dòng)態(tài)平衡。若瞬時(shí)角頻差 W1數(shù)值較大，則差拍電壓Ue ( t )的頻率較高，它的幅度在經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器時(shí)可能受到一些衰減，這樣VCO的輸出振蕩角頻率 Wy ( t )上下擺動(dòng)的范圍也將減小一些，故需要多次擺動(dòng)才能靠近輸入角頻率Wi ( t)即捕捉過(guò)程需要許多個(gè)差拍周期才能完成，因此捕捉時(shí)間較長(zhǎng)，若W1太大，將無(wú)法捕捉到，環(huán)路一直處于失鎖狀態(tài)。能夠由失鎖進(jìn)入鎖定所允許的最大固有角頻差W1m的兩倍稱(chēng)為環(huán)路的捕捉帶。四、集成鎖相環(huán)NE564介紹及應(yīng)用1、在本實(shí)驗(yàn)中，所使用的鎖相環(huán)為NE564 (國(guó)產(chǎn)型號(hào)為L(zhǎng)564

49、 )是一種工作頻率可高達(dá)50MHz的超高頻集成鎖相環(huán)，其腳管定義和內(nèi)部框圖如圖8.2。22TTL OUTPUTHTSIERESK SETv TLooPGAH Gaimat JNPUT TO PHASE COMP fT"w jLNMOG outLDOPFI_TEJ!TiuFHEQ. ST CAtLOOP ALT TO 5uraEQ. SJET CMFM.Rl： HPU1 JTVCO OUT 2FIT阪垃ti*cmi可 VCO GUI fTL(b)圖8.2NE564腳管定義和內(nèi)部框圖1) 在圖8-2( b)中，A1 ( LIMITER )為限幅放大器，可有效消除FM信號(hào)輸入時(shí)， 干擾所產(chǎn)

50、生的寄生調(diào)幅。2) 鑒相PD( PHASE COMPARATOR)采用普通雙差分模擬相乘器，由壓控振蕩器反 饋過(guò)來(lái)的信號(hào)從外部由端輸入。另外由端去改變雙差分電路的偏置電流，控 制鑒相器增益，從而實(shí)現(xiàn)環(huán)路增益控制。3) 壓控振蕩管VCONE564的壓控振蕩器是-改進(jìn)型的射極定時(shí)多諧振蕩器，其固有振蕩頻率由(12),(13)端 外接定時(shí)電容 Ct和芯片內(nèi)電阻R20決定：f -16 R20C t4) 輸出放大器 A2 (AMPLIFIER )與直流恢復(fù)電路A2與直流恢復(fù)電路是專(zhuān)為解調(diào)FM信號(hào)與FSK信號(hào)而設(shè)計(jì)的。輸出放大器 A2是恒流源差分放大電路，來(lái)自鑒相器的誤差電壓由，端輸入，經(jīng)緩沖后，雙端 送

51、入A2放大。若環(huán)路的輸入為 FSK信號(hào)一一即頻率在f-與f2之間周期性跳變的信 號(hào)，則鑒相器的輸出電壓A2放大后分兩路，一路直接送施密特觸發(fā)器的輸入，另一路送直流恢復(fù)電路，通過(guò)(14)端外接濾波電容的平滑，輸出一平均直流電壓。這個(gè)直流電壓Vbef再送施密特觸發(fā)器另一輸入端就作為基準(zhǔn)電壓。若環(huán)路的輸入為 FM信號(hào)，那么在鎖定狀態(tài)，4)端的電壓就是FM解調(diào)信號(hào)。5) 施密特觸發(fā)器(POST DETECTION PROCESSOR )施密特觸發(fā)器是專(zhuān)為解調(diào)FSK信號(hào)而設(shè)計(jì)的，其作用就是將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成TTL數(shù)字信號(hào)。直流恢復(fù)輸出的直流電壓基準(zhǔn)Vref與被A2放大了的誤差電壓 Vdm進(jìn)行比較，當(dāng)Vdm

52、> Vref時(shí)(16)端輸出低電平。當(dāng)Vdm<VREF時(shí)，(16)端輸出高電平。 通過(guò)(15)端可改變觸發(fā)器上下翻轉(zhuǎn)電平，上限電平與下限電平之差也稱(chēng)為滯后電壓Vh,調(diào)節(jié)Vh可消除因截波泄漏而造成的誤觸發(fā)而出現(xiàn)的FSK解調(diào)輸出，特別是數(shù)據(jù)傳輸速率比較高的場(chǎng)合，并且此時(shí)4端濾波電容不能太大。NE564的主要參數(shù)如下：NE564的最高工作頻率為 50MHz ,最大鎖定范圍達(dá)土 12% fo,輸入阻抗大于50K Q, 電源工作電壓512V,典型工作電壓為 5V，典型工作電流為 60mA，最大允許功耗為 40mV;在頻偏為土 10 %，中心頻率為 5MHz時(shí)，解調(diào)輸出電壓可達(dá)140mVp-p

53、，輸入信號(hào)為有效值大于或等于 200mV Rms。2、實(shí)驗(yàn)電原理圖本實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)NE564應(yīng)用電路包括鎖相解調(diào)電路和鎖相倍頻電路。由NE564組成的鎖相解調(diào)電路電原理圖如圖8.3所示。圖8.3鎖相解調(diào)電路IC71及其外圍器件組成 FM鎖相解調(diào)電路。在鎖相解調(diào)電路中，信號(hào)從第6腳經(jīng)交流耦合輸入，2腳作為壓控振蕩器增益控制端，12腳和13腳外接定時(shí)電容，使其振蕩在10.7MHz上，從14腳輸出調(diào)制信號(hào)經(jīng)運(yùn)算放大器IC72放大后輸出。I !IJTDMJ：1匸Mlii以DT1II JT1I A Z A 1-fV.Ij 1-11 l!l| c|j yOi - I i-riFT 2ii'riF+-p

54、npr =亍喧i atIJJ OE?riiI -JI圖8.4鎖相倍頻電路由NE564組成的鎖相倍頻電路電原理圖如圖8.4所示。IC31和IC32組成鎖相倍頻電路。在鎖相倍頻中，74LS393為分頻器，它由兩個(gè)完全相同單元組成（IC32A和IC32B），分別可以進(jìn)行2分頻、4分頻、8分頻、16分頻，如果 將IC32A中的16分頻輸出與IC32B中的時(shí)鐘輸入端相接則IC32B可以組成32分頻，64分頻，128分頻，256分頻。在本實(shí)驗(yàn)中參考信號(hào)為fR=50KHz，進(jìn)行16、32、64、128倍頻。NE564的VCO振蕩輸出信號(hào)（從 9腳輸出）經(jīng) W32與R36分壓（74LS393輸入信號(hào) 不能大于2.4V）由74LS393的1腳輸入，分頻后由 NE564的3腳輸入，簡(jiǎn)單的框圖如圖8.5輸出f0= NfR圖8.5由NE564組成的倍頻器框圖由NE564的3腳輸入的分頻信號(hào)與從 NE564的6腳輸入的參考信號(hào)進(jìn)行鑒頻，輸出 誤差電壓控制 VCO，最終使 VCO輸出f0=NfR的頻率，達(dá)到倍頻目的。在鎖相分頻電路 中，NE564的2腳為增益控制端調(diào)節(jié) W31可改變同步帶大小。NE564的12腳和13腳跨接定時(shí)電容 C, C值由下列算式確定。1f&#