第五章 功率MOSFET的驅動電路和保護技術

1、第五章 功率MOSFET的驅動電路和保護(boh)技術 功率MOSFET是PIC或Smart Descrete應用最廣的器件；合理、有效的進行驅動和保護是關鍵；有必要對其特征、性能進行討論；介紹驅動和保護電路的技術方案；簡單討論功率單元和信號控制單元之間的相互(xingh)干擾。共八十二頁5.1 功率(gngl)DMOS輸入電容為了更好地理解(lji)功率DMOS的特點，有效發(fā)揮其功效，首先考察DMOS器件的剖面結構和等效電路。共八十二頁5.1 功率(gngl)DMOS輸入電容 各重要的寄生效應包括：每個管腳的寄生電感；柵源金屬電容（Cgsm）和柵源擴散電容（Cgso）；柵體電容和柵外延層電容

2、；所有pn結電容；寄生npn晶體管，由源、體和漏形成、并分別(fnbi)對應于寄生晶體管的發(fā)射區(qū)、基區(qū)和集電區(qū)；共八十二頁5.1 功率DMOS輸入(shr)電容MOS器件有三個重要電容Ciss、Coss、Crss ：Ciss(輸入電容)：由Cgd和Cgs并聯構成 ；Coss（輸出電容）：柵源短路時源漏之間的總電容 ；Crss（反向轉移電容，或者Miller電容)：簡單(jindn)表示為Vgs=0時的柵-漏電容。共八十二頁5.1 功率(gngl)DMOS輸入電容Cgs（柵源電容）從物理上說是柵溝電容和柵源擴散電容的疊加，一般來說與電壓無關；Cds（柵漏電容）一般由體-外延(wiyn)層pn結電

3、容組成，隨著漏源電壓變化很大。Cgd電容直接依賴于柵金屬下半導體表面情況，與Vgd有關。共八十二頁5.1 功率DMOS輸入(shr)電容Cgd電容，基本上分為兩種：積累：當Vgd0時，電子被吸引到硅表面，形成積累層。電子積累的越多，積累層就越薄，因此電容將逐漸趨近于單純的氧化層電容。耗盡(ho jn)：當柵壓變得更正，電子從硅表面被趕走，系統處于耗盡(ho jn)偏置條件。此時，總電容對應于氧化層電容和表面耗盡(ho jn)層電容的串聯。共八十二頁因Cdep隨Xd增加而降低；隨著柵源電壓(diny)的增加，Cdep降低。這種下降趨勢從理論上說要持續(xù)到柵壓高到使硅表面空穴反型。5.1 功率DMO

4、S輸入(shr)電容積累電容：耗盡電容：共八十二頁5.1 功率DMOS輸入(shr)電容所以Ciss，Coss和Crss都強烈(qin li)依賴于電壓，因此即便準確地知道負載特性、額定電壓、轉換時間等要求也不足以直接設計驅動電路。 共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子盡管從非導通態(tài)到導通態(tài)的轉換看起來似乎只是(zhsh)一個柵源電壓上升的過程；但寄生電容造成的很多非線性問題；柵驅動設計用傳統的方法或只是考慮輸入電容和等效柵串聯電阻的控制、操作非常困難。共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子特別是柵漏電容(dinrng)，遠不是所考慮的那樣，有時被Miller效應（這個效應為所有電子設計

5、者共知，柵漏電容(dinrng)的反饋作用使電容(dinrng)放大）放大，導致輸入電容(dinrng)遠比靜態(tài)電容(dinrng)的總和大。為了將柵源和柵漏電容都考慮進來，人們引入了所謂的“柵電荷”的概念。 共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子柵電荷因子是MOSFET非常(fichng)重要的參數；這個參數基本對漏電流不敏感，與溫度無關，簡化了驅動電路的設計；可以很容易地估算電荷，進而估算開通和關斷MOSFET的功耗。共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子柵電荷基本測試(csh)電路及柵壓隨柵電荷變化特性共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子為了(wi le)解釋柵電荷特性曲線，考查

6、待測器件MOSFET從關閉到導通過程，柵壓和輸出電壓、電流波形 變化。共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子t0時刻之前(zhqin)，開關SW是合上的，DUT（待測器件）承受外偏壓VDD，柵源電壓和漏電流都為0；t0時刻開始，打開SW，柵源和柵漏電容開始充電（CGD由于VDD的作用此時最?。瑬旁措妷洪_始增加；開始的時候，器件無漏電流流過，直到VGS超過功率MOSFET的閾值電壓，此為t1時刻。共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子在t1到t2時間內，繼續(xù)為輸入電容(dinrng)充電，而功率器件的電壓保持VDD，因為這個時候器件流過的電流還沒有達到IL。在這一過程中，由于柵漏電容變化產

7、生的電流通常很小，可以忽略，因為在VDSVDD時，CGD遠小于CGS。在這一時間，由于CGS的作用，柵壓的變化是主要的。共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子到t2時刻，漏電流(dinli)達到IL，漏電電位不再固定在VDD而是開始下降，并使漏電流(dinli)保持為常數。最初階段，由于器件工作在飽和區(qū)，沒有電流流入柵源，只流入柵漏，同時柵漏電容被Miller效應放大。到t3時刻，功率MOSFET進入線性區(qū)，漏源電壓變?yōu)镽dsonIL。這個時候柵源電壓開始自由上升，上升的陡度由充電電流和輸入電容決定，同時輸入電容達到最大（因為這個時候VDS近乎等于0）。 共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)

8、因子柵電荷參數的最大優(yōu)點是它不依賴于漏電流、不依賴于外偏壓、也不依賴于溫度。有了柵電荷參數，就可以直接確定要得到某種滿意的開關時間所需要(xyo)的電流；或者反過來，它可以很方便在所需電流、功耗和可達到的開關時間進行折中處理。例：80V偏壓下開通1A漏電流需要20nC，經過簡單計算就可以得出，如果采用2A的驅動電流，則開通時間為10ns，如果用20mA的電流，則開通時間為1s。共八十二頁5.2 柵電荷(dinh)因子柵電荷(dinh)參數還可以非?？斓毓浪愠鲵寗庸牡钠骄担瑸椋浩渲校篞c為柵電荷參數；VGS為柵源電壓；fsw為開關頻率；假設開關頻率為100KHz，Qc20nC，VGS=10V

9、，則Pdrive10mW。共八十二頁5.2 MOSFET與雙極功率(gngl)晶體管的比較 開關應用就器件本身來說，如果說直流功耗低是功率MOSFET非常重要的特性，而在開關應用中的優(yōu)勢更明顯。為了(wi le)估算在感性負載下的驅動功耗共八十二頁開始時IL=0，開關(kigun)處于關斷狀態(tài)，一旦電路中的功率元件接通，負載中的電流就以Vs/L的速率增加，其中Vs為電源電壓；L為負載電感。在關斷的過程中，負載的感性特征總是抵抗電流變化，迫使電路經過一個很短的瞬態(tài)過程，直到輸出電壓達到Vs+0.7V，而在電壓上升過程中，電流以晶體管典型關斷轉換時間衰減。5.2 MOSFET與雙極功率晶體管的比較

10、(bjio) 開關應用共八十二頁作為一級近似，假定電壓上升過程中負載電流的衰減可以忽略(hl)，當功率開關再次接通的時候負載電流以相同的水平在流動。在整個暫態(tài)過程，加在開關上的電壓被鉗位在Vs0.7V，直到開關器件能夠控制所有的負載電流。只有到這時，二極管關斷，使輸出電壓開始下降。5.2 MOSFET與雙極功率(gngl)晶體管的比較 開關應用共八十二頁整個過程(guchng)中，電壓、電流波形及功耗如右圖。容易計算出開關功耗為： 5.2 MOSFET與雙極功率晶體管的比較(bjio) 開關應用Vs為電源電壓；fsw為開關頻率；ton、toff為開通和關斷時間。共八十二頁5.2 MOSFET與

11、雙極功率晶體管的比較 開關(kigun)應用PWM電流(dinli)控制電路及其功耗：IL為平均輸出電流；Vd為二極管正向壓降；ton為功率MOSFET通態(tài)時間；toff為功率MOSFET關態(tài)時間。T為開關周期。 共八十二頁5.2 MOSFET與雙極功率晶體管的比較(bjio) 開關應用選用合理驅動的功率MOSFET代替二極管，則可以大量節(jié)省(jishng)功耗總量。 這里假設停滯時間（上管和下管都處于OFF以避免軌軌之間的交叉導通）非常短不足增加能量損耗。 共八十二頁5.2 MOSFET與雙極功率晶體管的比較 開關(kigun)應用特別注意寄生體漏二極管，它經常用作續(xù)流元件?，F在多數MOSF

12、ET的制造商在分立器件的參數表中都提供這一資料。在PWM功率控制器中，合理驅動體漏二極管可帶來很多益處，但在其它的應用場合，如汽車電子領域，這個二極管會成為一個多余元件，當電池(dinch)反接時，它可能引起的永久性損壞或者偽負載激勵。 共八十二頁5.2 MOSFET與雙極功率(gngl)晶體管的比較 開關應用共八十二頁5.3 MOSFET功率(gngl)級（power stage）和相應的驅動電路在討論MOSFET特性時，介紹了柵電荷因子，它是指在一定阻斷電壓下，驅動一定電流所需要的柵電荷。由柵電荷因子可以看出，為了使開通時間短，則需要驅動電路能夠流出或流入高達1A的峰值(fn zh)電流，

13、而為了保證通態(tài)電阻最小，柵源電壓又要足夠高。這就提出對驅動電路的要求 共八十二頁5.3 驅動(q dn)功率MOSFET的低端驅動(q dn)器 幾種(j zhn)直接驅動MOSFET的低端驅動器 共八十二頁5.3 驅動(q dn)功率MOSFET的低端驅動(q dn)器Vaux是輔助電源，它只是(zhsh)一個串聯調節(jié)器，但必須能提供必要的電流，同時具有一定電壓水平。對電流來說，最主要的是峰值電流，它可能非常高，尤其在開通時間非常短的場合。對于電壓Vaux，它必須足夠大以保證通過功率開關的通態(tài)壓降盡可能低，同時又要避免嚴重過驅動。共八十二頁5.3.3 驅動(q dn)功率MOSFET的高端驅

14、動(q dn)器從工藝集成角度考慮，由于N溝器件尺寸更小、造價更低，因此使用較多。而在高端應用中，為達到有效驅動（這里的有效是指能夠保證最小的通態(tài)電阻）要求柵壓要比正的電源電壓高一個合適的值。這個(zh ge)電壓，通常必須針對不同應用專門產生。共八十二頁高端驅動(q dn)（A）：自舉技術 應用自舉技術，驅動功率MOSFET推拉級高端開關的簡化電路圖。為簡單、便于分析，它只包含基本的器件(qjin)。這些器件(qjin)有：Cbs（自舉電容）Dbs（自舉二極管）Vaux每次輸出，通過感性負載的再流通或者下管MOSFET導通與地連同，迫使這里的自舉電容在每次輸出時都會被充電或者電位被刷新到Va

15、ux。 共八十二頁高端驅動(q dn)（A）：自舉技術典型電壓(diny)波形共八十二頁高端驅動(q dn)（A）：自舉技術在兩個(lin )持續(xù)開通的晶體管之間一直保持柵源電壓足夠高，則最小自舉電容值可通過求解電荷平衡方程獲得：共八十二頁高端驅動(q dn)（A）：自舉技術Vcbs為允許的自舉電容(dinrng)壓降；Cbs自舉電容值；Qs功率器件的柵電荷；Qrr自舉二極管的反向恢復電荷Idr自舉二極管的漏電流；Iqu上驅動器的靜態(tài)電流；t上開關的最大導通時間。共八十二頁高端驅動(q dn)（A）：自舉技術為了(wi le)簡化，若假設占空比為100，則容易得到：Vaux的電壓、電流容量的要

16、求與低端驅動電路中描述的一樣。確定峰電流時必須要小心，以保證能在最小時間間隔（當占空比嚴重不平衡，下管通態(tài)時間非常短時，這時的時間間隔最小）內，在Cbs上建立起合理的電平。共八十二頁Buck轉換器：降壓(jin y)調節(jié)器 開關(kigun)式電源 共八十二頁高端驅動(q dn)（A）：自舉技術開關(kigun)式電壓電路共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵為了理解電荷泵電路工作原理(yunl)，我們考察下圖所示的電路。共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵所有這些容性電荷泵，都用了兩個不同的電容（Cpump注入電荷到Ctank）、單向開關（這里用D1和D2代表）和一個輔助振蕩選

17、擇器。當V1接地，Cpump通過D1（此時該二極管正偏，壓降可以忽略）充電到VAux。當V1連接到Vbat，Cpump通過D2將電荷充給Ctank，在穩(wěn)態(tài)條件下，電平等于2VAux（因此，該電路又稱為倍壓器）。電壓輸出(shch)暫態(tài)過程基本由時鐘頻率和Cpump/Ctank控制 。共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵當ENABLE為低電位，M1導通，Cpump被充電到Vaux。當M1關斷，恒流源I2使A點電位升到Vs，從而允許Cpump將電荷傳輸到功率MOSFET的柵極，使其在電壓暫態(tài)的最后，電平達到VsupplyVaux。只要(zhyo)功率開關處于導通態(tài)，振蕩發(fā)生器就會周期性地刷

18、新柵電壓以補償瞬時損耗。 共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵如果電路工作(gngzu)在較低的電源電壓下，倍壓器可以改裝成3倍電壓器 C2充電到2Vaux 共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵C2和C3在100pF量級，集成在芯片上。電流產生器I1用于限制功率MOSFET的柵充電電流從而限制輸出電壓變化率。而功率MOSFET柵充電暫態(tài)過程的控制，是為了(wi le)避免主電路上的尖峰電流，降低射頻輻射，避免發(fā)生問題。當SW1導通、M2關斷時，p溝M1用作控制功率開關傳輸電荷的通道；而當ENABLE處于低電平時，M1將柵隔離柵，從而使

19、柵電荷可以自由與地相接（這時M1實際上避免由Cpump1和Cpump2過壓造成的壓力）。 共八十二頁高端驅動(q dn)（B）：電荷泵單電荷泵控制(kngzh)多高端轉換器電路共八十二頁高端驅動(q dn)（C）：復合自舉和電荷泵技術 自舉可以保證(bozhng)快速導通；而電荷泵可以保證(bozhng)功率晶體管一直處于導通狀態(tài)共八十二頁5.4功率(gngl)MOSFET的耐度在介紹能夠保證功率MOSFET安全工作的電路方案之前，先介紹功率MOSFET的最大功耗、電壓、電流的限制，即MOSFET的SOA（安全工作區(qū)）。功率電子設計者都知道，雙極晶體管受二次擊穿失效機理的影響，只要吸收的熱量超

20、過超過臨界值就會在晶體管中產生熱斑，使集電極發(fā)射極之間電壓的回落(hulu)。且二次擊穿電壓與晶體管的偏置狀態(tài)有關，可分為正偏二次擊穿和反偏二次擊穿。 共八十二頁5.4.1 正偏安全(nqun)工作區(qū)正偏雙極晶體管，發(fā)生正偏二級擊穿失效的物理機制實際上是熱奔和相應的擠流效應。功率MOSFET具有電壓正溫度系數，當出現熱斑時，由于熱電負反饋作用，迫使局域電流密度降低（實際上，閾值電壓的降低被載流子遷移率的降低所補償(bchng)），因此不會出現二次擊穿的問題。對正偏的功率MOSFET，主要的限制是確定安全工作區(qū)的邊界。共八十二頁5.4.1 正偏安全(nqun)工作區(qū)最大工作(gngzu)電流；最

21、大源漏擊穿電壓；最大允許功耗所限定的曲線；最大可傳導電流。共八十二頁5.4.1 正偏安全(nqun)工作區(qū)在單次短脈沖條件下，引線可以承受更高的電流，且熱應力較低；不同環(huán)境下，SOA限會改變。主要受下列方程的限制(xinzh)： 一旦最高溫度確定了，環(huán)境溫度越低，則允許功耗越高。 共八十二頁5.4.1 正偏安全(nqun)工作區(qū)功率(gngl)DMOS直流和不同單脈沖條件下SOA 變化共八十二頁5.4.1 正偏安全(nqun)工作區(qū)最大允許(ynx)功耗隨管殼溫度降低曲線 共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效有了正偏SOA還不足以避免所有的失效，尤其是在功率MOSFET工作在

22、快速開關電路中。實際上，受源漏之間高電壓變化率的影響，例如在負載驅動關斷過程，功率MOSFET經歷的失效機制很接近雙極器件在反偏條件下的二次擊穿(j chun)。這種現象稱為“靜態(tài)dv/dt失效”（之所以稱之為靜態(tài)是因為功率MOSFET經歷的失效實質上是被動的，且源漏之間的電壓變化是由外界因素誘導的） 共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效功率MOSFET，受高Vds變化率的影響，可能會由于下列原因誤開通：功率MOSFET自己(zj)開通；寄生雙極晶體管開通。 共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效MOSFET誤導(w do)通：共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jn

23、gti)dv/dt失效MOSFET誤導通，除了(ch le)與dVds/dt有關，還依賴于：Rgen（發(fā)生器電阻），Rgen越高，意外導通的可能性越高；Cgd，Cgd越高的器件，誤導通的可能性就越高（例如在大面積、低BVdss器件，這種現象更明顯）；Vth，器件的閾值電壓越低，誤導通的可能性越高。共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效由dv/dt產生的影響在這種情況下還不是毀壞性的，只會造成高功耗和不期望的源干擾。因此，只要能時刻保證寄生雙極器件不導通，功率MOSFET就可用在非鉗位感性負載開關中 。要達到這一目的，當功率晶體管導通的時候，所有(suyu)存儲在電感中的能量都得

24、在沒造成任何失效時，在擊穿條件下被消耗掉。共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效再來看寄生BJT的導通情況：與前面相同，電壓變化會產生位移電流(dinli)，該電流(dinli)流過基區(qū)，會導致基區(qū)-發(fā)射區(qū)結有一個壓降：如果Vbe足夠高（例如大約0.65V），雙極晶體管導通，當源漏電壓意欲很快恢復到承載的電壓時會失效，從而發(fā)生二次擊穿。共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效對非鉗位感性負載驅動，如果dv/dt太快，觸發(fā)了雙極晶體管導通，此時可以采用不同的保護(boh)技術：采用緩沖器網絡，降低dv/dt變化率

25、，缺點是增加開關損耗。在感性負載中采用續(xù)流二極管或者在柵漏之間加鉗位齊納二極管，在BJT元件發(fā)生雪崩之前使MOSFET自動導通。共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效比上述兩種失效機理更具影響的是發(fā)生在固有體漏二極管用作續(xù)流二極管時失效情況。與所有正偏pn結相同，固有體漏二極管正偏時會存儲過剩載流子，為了關斷器件(qjin)，這些載流子要全部移除。這些電荷，除了增加功耗（在反向恢復的大部分時間內，近似可以假定二極管是工作在短路的情況）之外，還會在一般由于Cdb的存在產生的位移電流上附加額外的電流。 共八十二頁5.4.2 靜態(tài)

26、(jngti)dv/dt失效采用(ciyng)體漏二極管做續(xù)流二極管的低端開關 通過體漏結的電壓和換向電流 共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效在起始(q sh)時刻t0，二極管開始以dIf/dt的速率關斷，對圖5.37來說，該速率主要依賴于低端功率MOSFET的開通時間。 在t1-t2時間內，存儲的電荷可以提供比電路需求的更大的電流 ；在t2-t3時間，輸出電壓可是增加直到Vsupply。在t2-t3這段時間，恢復電流仍然很高，BJT由于受高dv/dt的影響，可能會失效。 共八十二頁5.4.2 靜態(tài)(jngti)dv/dt失效這種失效仍然是對dv/dt敏感的，因為電壓變化率

27、越高通過電容的位移電流越大，且因為二極管反向恢復電流對電流在0點的變化率非常(fichng)敏感（di/dt越低，則trr越短）。因此，反向恢復峰值電流受低端晶體管的開關時間影響非常強烈（開關時間越快，反向峰值電流越高）。一旦優(yōu)化好Cdb和Rbody，在特殊應用場合，開關時間必須合理控制以避免任何失效。所有這些基本的過壓保護與圖5.36 a和b處理問題時采用的手段相同。共八十二頁5.5 過流保護(boh)讓輸出電流或者其中的一部分流過敏感電阻Rs，測量敏感電阻上的壓降，就可以(ky)自動監(jiān)測功率元件允許流過的最大電流。然后，該電壓值可以通過微分放大器或者通過一個比較器進行處理，一旦它超過預設的

28、閾值電壓，則啟動過流保護。共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)通過(tnggu)檢測流過功率晶體管的電流，限制最大電流的電路。晶體管Q1和Q2形成簡單的微分放大器。當Rs兩端的壓降超過這個預設值時，Q3導通，于是就限制了功率MOSFET的柵過驅動，進而限制輸出電流。 共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)Imax的值依賴于Rs、Q1和Q2發(fā)射區(qū)面積比以及電流源IC1Ic1（Vds）的值。 最大電流Imax可以由下列方程(fngchng)得到：又：共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)則：如果(rgu)：，于是要滿足所有的

29、由SOA限制所確定的約束 共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)另一款自動檢測電流的方法是采用MOSFET電流鏡。但這種方法只適用(shyng)于MOSFET而不適用(shyng)于雙極器件，因為它們需要較高的跨導。 共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)當兩個晶體管都工作在線性區(qū)（類三極管區(qū)）時，它們的漏電流可以(ky)用下列表達式表示： 又：，于是：共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)為了鮮明(xinmng)起見，定義電流比：定義n=Kpower/Ksense為的單元比，則：共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器

30、的過流保護(boh)當Rsense與Rds-on（25C）相當或者(huzh)比它還大時，檢測比變得越來越依賴于溫度 當敏感（檢測）電阻值高于Rds-on時，檢測電阻對Rds-on的分布越來越敏感。 通常Rsense不要超過功率元件25C下的通態(tài)電阻Rds-on 共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)在多數應用中，這種限制(xinzh)不是問題，而在其他情況下，當電流較低或者必須使用更高阻值的電阻時，可采用有效接地檢測方法；有效接地的優(yōu)點是檢測比與敏感電阻（檢測電阻）和結溫無關；它的主要缺點是采用了額外的運放，通常會限制電流檢測電路的帶寬（這對高頻開關應用來說是一個非常嚴重的限制）。 共八十二頁5.5.1 線性AC和DC放大器的過流保護(boh)共八十二頁5.5.2 開關(kigun)放大器中的過流保護共八十二頁5.5.2 開關(kigun)放大器中的過流保護最大電流Imax通過采用(ciyng)敏感電阻Rs測量，且其值限定在下式所給定的水平 ：當Iout達到電流閾值對應的Imax時，Q3關斷，因此Q6開始給延時電容Cdelay充電，因為同時Q7關斷（給Cdelay放電，Q7是必須的）。共八十二頁5.5.2 開關(kigun)放大器中的