TI杯全國(guó)電子設(shè)計(jì)大賽(省級(jí)賽區(qū)優(yōu)秀作品大全)

1、 32/32TI杯全國(guó)電子設(shè)計(jì)大賽(省級(jí)賽區(qū)優(yōu)秀作品大全). TI 杯（四川賽區(qū)四川賽區(qū)，陜西賽區(qū)陜西賽區(qū)，湖北賽區(qū)湖北賽區(qū)，江蘇賽區(qū)） 2009年全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽優(yōu)秀作品選集年全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽優(yōu)秀作品選集 德州儀器半導(dǎo)體技術(shù)德州儀器半導(dǎo)體技術(shù)（上海上海）有限公司大學(xué)計(jì)劃部有限公司大學(xué)計(jì)劃部 20092009-1212-8 電子設(shè)計(jì)大賽必備工具系列- 光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置 全國(guó)一等獎(jiǎng) 西安電子科技大學(xué) 劉東林 何昊 郭世忠 在實(shí)際制作中，我們選用CD4046鎖相環(huán)芯片，功率M O S管IR F540等性價(jià)比較高的器件，采用基于MSP430F169單片機(jī)的經(jīng)典控制

2、算法，較為出色地完成了各項(xiàng)指標(biāo)要求。理論分析與參數(shù)計(jì)算 理論分析與參數(shù)計(jì)算 1.頻率跟蹤電路設(shè)計(jì)： 1.DC-AC電路 逆變器電路圖 6 DC-AC逆變器電路圖 圖6 DC 由于負(fù)反饋在工頻上是穩(wěn)定的，因此輸出的信號(hào)的放大倍數(shù)由R2與R4的分壓比決定，而自振蕩（產(chǎn)生的SPWM）頻率可通過(guò)微調(diào)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電阻、電容值來(lái)調(diào)整,實(shí)際中綜合考慮損耗和濾波電路的設(shè)計(jì),選定頻率約為28KH z左右，保證輸出電壓在功率電源HV DC范圍內(nèi)，比例放大系數(shù)選為12。 這種逆變器自身閉環(huán)，整個(gè)電路只使用一個(gè)比較器，可以根據(jù)負(fù)載的變化自動(dòng)調(diào)整SPWM 的占空比，使輸入輸出電壓始終成比例關(guān)系。 在本設(shè)計(jì)中，使用兩個(gè)上

3、述的自振蕩逆變器構(gòu)成平衡橋式(Ba l a nce d Tr a n s for m er Le ss)DC-AC變換器，以LM393作逆變的比較器，配合自帶死區(qū)的IR21094浮柵驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)IR F540功率N M O S管，獲得了較高的效率和極低的失真度。 2.過(guò)流保護(hù)及自恢復(fù)電路 圖7 7 過(guò)流保護(hù)電路過(guò)流保護(hù)電路 電流I 在采樣電阻上產(chǎn)生的電壓經(jīng)過(guò)LM358放大10倍后與參考電壓比較，超過(guò)則輸出低電平，C 7經(jīng)過(guò)二極管迅速放電，使#SD 信號(hào)被拉低，浮柵驅(qū)動(dòng)器輸出被關(guān)閉，向單片機(jī)報(bào)警。同時(shí)I 變小，運(yùn)放1腳（如圖7）輸出高電平，+5V 經(jīng)過(guò)R 17對(duì)C 7充電，經(jīng)過(guò)一段時(shí)間達(dá)到浮柵驅(qū)動(dòng)

4、器的高電平門(mén)限時(shí)，再次打開(kāi)場(chǎng)效應(yīng)管。這樣可以保證過(guò)流時(shí)迅速關(guān)斷輸出，關(guān)閉一段時(shí)間后自行試探，在故障消除后可自動(dòng)恢復(fù)。 3.欠壓報(bào)警指示，實(shí)時(shí)顯示當(dāng)前入口處d U 電壓： 欠壓時(shí)MPPT 算法將自動(dòng)使輸出為零，功率最小。單片機(jī)實(shí)時(shí)采集d U 電壓后在液晶上顯示，小于25V 時(shí)報(bào)警。 4.控制電路與控制程序 在功率電源入口處用470K:20K 金屬膜電阻分壓到合適電壓后進(jìn)行電壓采樣，電流則 由40毫歐電阻高端采樣后經(jīng)隔離差動(dòng)放大器H CPL 7800放大后再由儀表放大器AD 620轉(zhuǎn)換成單端電壓，送給A/D 采樣，其中H CPL 7800和AD 620帶有48倍的增益，將電壓放大到2V 左右，保證

5、采樣電流有足夠的精度。 功率最大時(shí)有 /()/0dP dU d UI dU IdU dU =+=，可得UdI IdU =?，令 (1)()I UdI U I k I k ?=+?, ()(1)U IdU I U k U k ?=?=?+，則當(dāng)I U ?=?時(shí)認(rèn) 為達(dá)到最大功率點(diǎn)。 圖8 8 經(jīng)典控制算法流程經(jīng)典控制算法流程經(jīng)典控制算法流程 三、測(cè)試儀器 數(shù)字示波器 TDS1002 ；4位半數(shù)字萬(wàn)用表 V C9807A + ；20M 數(shù)字信號(hào)源 RI G O L DG1022； 雙路可跟蹤直流穩(wěn)定電源 HY 1711； 四、測(cè)試方法與數(shù)據(jù)、結(jié)果分析 測(cè)試框圖： 圖9 9 測(cè)試流程測(cè)試流程測(cè)試流程

6、 測(cè)試方法測(cè)試方法： 1.最大功率點(diǎn)跟蹤功能：在60V 輸入電壓情況下，根據(jù)表1改變S R 與L R （30-36歐），記錄電壓表2與電壓表1的示數(shù)。 2.頻率相位跟蹤功能：根據(jù)表2改變輸入信號(hào)Uref 從45H z 至55H z 步進(jìn)，從示波器觀察頻率跟蹤的速度和輸出電壓的頻率，以及兩者的相位差，記錄在表2中。 3.效率：額定S R =L R =30歐時(shí)，記錄電壓表1、2，電流表1、2的示數(shù)，效率 /o o i i U I U I 。 4.失真度：用示波器FFT 觀察顯示波形，記錄基波和各次諧波的幅度。 測(cè)試數(shù)據(jù)測(cè)試數(shù)據(jù)： 1、 R S （?） R L （?） U S （V ） d U （V

7、 ） 偏差(v) 30 30 60 30.1 0.1 30 35.1 60 30.12 0.12 35.1 30 60 30.16 0.16 35.1 35.1 60 30.18 0.18 表表1 1 最大功率點(diǎn)跟蹤最大功率點(diǎn)跟蹤最大功率點(diǎn)跟蹤 2、 REF f F f 相差（度） 45 44.99 0.9 47 47 0.9 50 50 0.9 52 52 0.9 55 55 0.9 表2 2 頻率相位跟蹤頻率相位跟蹤頻率相位跟蹤 3、 d U （V ） I d （A ） U O （V ） I O （A ） 30.12 1.03 13.81 2.02 表表3 DC 3 DC-AC 變換器效率

8、變換器效率 計(jì)算效率得 ：100%100%89.9193%o o o in in in P U I P U I = = 4、 輸出過(guò)流保護(hù)和自恢復(fù)功能：將輸出短路，電路進(jìn)入過(guò)流保護(hù)，指示燈亮，液晶 屏顯示報(bào)警，除去短路后報(bào)警消失，電路恢復(fù)正常。 5、 輸入欠壓保護(hù)和自恢復(fù)功能：調(diào)節(jié)輸入電壓U s ，當(dāng)電壓表2顯示電壓低于25V 時(shí)液晶屏顯示報(bào)警。再提高電源電壓，報(bào)警消失，電路重新正常工作。 五、 總結(jié) 本設(shè)計(jì)采用更少元件、更低成本的模擬方案實(shí)現(xiàn)頻率相位跟蹤、DC-AC 逆變、欠壓、過(guò)流自恢復(fù)保護(hù)等功能，通過(guò)精巧的模擬電路設(shè)計(jì)，在頻相跟蹤、波形失真度、變換效率等方面遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)指標(biāo)要求，并且大大緩解

9、了數(shù)字部分的邏輯負(fù)擔(dān)。設(shè)計(jì)中所選的器件均具有相當(dāng)高的性價(jià)比，如MSP 430F169微控制器，IR F 540功率管，IR21094浮柵驅(qū)動(dòng)器，對(duì)比傳統(tǒng)的DSP 光伏逆變方案，本作品更經(jīng)濟(jì)簡(jiǎn)潔，實(shí)用性更強(qiáng)。 圖1 自振蕩D 類(lèi)放大器電路仿真原理圖 圖2 2 自振蕩自振蕩D 類(lèi)放大器電路仿真波形 光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置 光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置 全國(guó)一等獎(jiǎng) 南京航空航天大學(xué)崔益軍康傳華張京雷 圖3 總體電路框圖 軟件算法包括并網(wǎng)算法（采用P I 調(diào)節(jié)）、MPPT （實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤功能）、驅(qū)動(dòng)電路算法（開(kāi)關(guān)功率放大作用），以及軟件保護(hù)算法（過(guò)流、欠壓保護(hù)功能）。 二、理論分析與計(jì)算理論分析與計(jì)算 圖

10、5 輸出電壓頻率捕獲電路 3.提高效率的方法 提高轉(zhuǎn)化效率的重要途徑是在電路設(shè)計(jì)中減少損耗。設(shè)計(jì)中發(fā)現(xiàn)，雙極性控制的正弦脈寬調(diào)制（bipolar PWM ）跟單極性控制的正弦脈寬調(diào)制（unipolar PWM ），其功率管均以較高的開(kāi)關(guān)頻率工作。雖然得到了較理想的輸出正弦電壓波形，但頻率越高，損耗越高。 為了很好地將頻率和損耗綜合考慮，我們采用HPWM （hybrid PWM ）控制。它仍然屬于單極性控制方式，不同的是，工作時(shí)總是一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在高頻，而另一個(gè)橋臂的兩只功率管工作在低頻。兩只功率管以較高的開(kāi)關(guān)頻率互補(bǔ)開(kāi)關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓波形；另外兩只功率管以較低的輸出

11、電壓基波頻率工作，從而很大程度減小了開(kāi)關(guān)損耗，進(jìn)而提高了效率。 4.濾波參數(shù)計(jì)算 為了保證濾波器的濾波效果，必須保證濾波器的轉(zhuǎn)折頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于基波頻率，通常取濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為基波頻率510倍，開(kāi)關(guān)頻率也為轉(zhuǎn)折頻率的510倍。確定了濾波器的轉(zhuǎn)折頻率之后，只要在確定電感或電容的大小就能確定濾波器的參數(shù)。 輸出濾波電容的選取 本設(shè)計(jì)中輸出交流電壓的頻率為0f 為50H z，逆變器的開(kāi)關(guān)頻率為25KH z，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率一般取為(510) 0f ，輸出濾波電容f C 用來(lái)濾除輸出電壓0u 的高次諧波。為了減少輸出功率的無(wú)功分量，一般選取cf I 0.2max o I 為宜，其中max o I 為滿載

12、時(shí)的輸出電流。 max 2o I A = 因此濾波電容f C 值應(yīng)滿足下式： max 0.22o f o o I C f U 由上式計(jì)算可得，輸出低通濾波器的電容f C 值取小于90uF 。 輸出濾波電感的選取 由上述分析的濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為基波頻率510倍，并在確定輸出濾波電容的基礎(chǔ)上，可以選擇輸出濾波電感L f 的值： 21 (2)f o f L Nf C = 其中，N 代表轉(zhuǎn)折頻率的倍數(shù)，一般取510。這里取N=10，綜合電感體積等因素，確定電感f L 值約為2mH 。經(jīng)SA BER 仿真和調(diào)試最終確定該輸出低通濾波器的電容f C 值為40uF ，電感f L 值為300uH 。 三、電路

13、與程序設(shè)計(jì) 1.DC-AC 主回路與器件選擇 主回路的核心芯片選擇為T(mén) I 公司的TMS320F 2812，其工作頻率可至150M H z，內(nèi)建16路12.5MSPS 的12位ADC 和分辨率細(xì)至150p S 的16路HR PWM 模塊，非常適合用作數(shù)字電源，電機(jī)控制等需要閉環(huán)控制和數(shù)字信號(hào)處理的場(chǎng)合，同時(shí)其內(nèi)建的SP I,I2C ,CA N 接口也非常方便我們與外部器件通信。開(kāi)關(guān)功率管選擇為IR F 740A。 2.P I 控制算法 該設(shè)計(jì)中采用數(shù)字P I 調(diào)節(jié)器進(jìn)行同頻同相的跟蹤控制。它是一種線性控制器，它根據(jù)給定值r(t)與實(shí)際輸出值c(t)構(gòu)成控制偏差： )()()(t c t r t

14、 e ?= 將偏差的比例（P ）和積分（I）通過(guò)線性組合構(gòu)成控制量，對(duì)被控對(duì)象（頻率或者相位）進(jìn)行控制，其控制規(guī)律為： )(1 )()(0 + =t I p dt t e T t e K t u 其中u(t)為P I 控制器的輸出，e(t)為P I 調(diào)節(jié)器的輸入，Kp 為比例系數(shù)，Ti 為積分時(shí)間常數(shù)。簡(jiǎn)單說(shuō)來(lái)，P I 控制器各校正環(huán)節(jié)的作用如下： 比例環(huán)節(jié)：即成比例的反映控制系統(tǒng)的偏差信號(hào)e(t)，偏差一旦產(chǎn)生，控制器立即產(chǎn)生控制作用，以減少偏差。通常隨著Kp 值的加大，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量加大，系統(tǒng)響應(yīng)速度加快，但是當(dāng)Kp 增加到一定程度，系統(tǒng)會(huì)變得不穩(wěn)定。 積分環(huán)節(jié)：主要用于消除靜差，提高系

15、統(tǒng)的無(wú)差度。積分作用的強(qiáng)弱取決于積 分常數(shù)Ti ，Ti 越大，積分作用越弱，反之越強(qiáng)。通常在Kp 不變的情況下，Ti 越大，即積分作用越弱，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量越小，系統(tǒng)的響應(yīng)速度變慢。 3.保護(hù)電路 硬件保護(hù)電路是交直流電源的重要組成部分，本逆變器系統(tǒng)主要由輸入欠壓保護(hù)、輸出過(guò)流保護(hù)組成。其基本原理類(lèi)似，都是通過(guò)采樣電路采樣相應(yīng)的信號(hào)量，在進(jìn)行幅值上的衰減后與設(shè)定的閾值比較，超過(guò)此電壓閾值就保護(hù)。具體保護(hù)電路如圖6和圖7所示，前一級(jí)對(duì)信號(hào)進(jìn)行衰減，然后通過(guò)二極管檢波電路，取得信號(hào)的峰值，與相應(yīng)的閾值比較，產(chǎn)生保護(hù)信號(hào)。 圖6 輸出電流保護(hù)電路 圖7 輸入電壓保護(hù)電路 四、測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果 1.

16、測(cè)試方案及測(cè)試條件 （1)測(cè)試儀器： 直流穩(wěn)壓電源（DF1731SD 2A ）、數(shù)字萬(wàn)用表（DT9202）、數(shù)字示波器（DS1052E） (2)測(cè)試主要方案： 最大功率點(diǎn)跟蹤的測(cè)試：改變電源內(nèi)阻以及負(fù)載，用萬(wàn)用表分別測(cè)試DC-AC 的輸入端和 電源輸出端電壓，記錄讀數(shù)，計(jì)算是否滿足MPPT。 頻率跟蹤和相位跟蹤的測(cè)試：雙蹤示波器的兩個(gè)通道分別接參考信號(hào)和輸出信號(hào)，對(duì)參 考信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)(45Hz 55Hz )，利用數(shù)字示波器讀出各個(gè)頻率點(diǎn)的輸出頻率，與輸入進(jìn)行比較；相位通過(guò)直接觀察比較兩路輸入的波形。 DC-AC 變換器效率和失真度的測(cè)試：這一測(cè)試環(huán)節(jié)需要兩個(gè)萬(wàn)用表和雙蹤示波器，萬(wàn)用 表串接入D

17、C-AC 的變換前后，測(cè)得I d 和I 01，注意后者是交流電。從示波器讀出U d 和U 01，計(jì)算得到變換效率。 2.主要測(cè)試結(jié)果 表1 最大功率點(diǎn)跟蹤相對(duì)偏差（絕對(duì)值） 序號(hào) R S / R L / U S /V U d /V 變換效率 輸出失真度 1 ?30 ?36 60.0 30.1 0.84 3.2% 2 ?36 ?36 60.0 30.2 0.85 3.5% 3 ?30 ?30 60.0 29.9 0.86 3.4% 表2 頻率跟蹤相對(duì)偏差 （f REF ：45Hz55Hz ） 序號(hào) f REF/Hz f F/Hz |相對(duì)偏差| 1 49.40 49.80 0.8% 245.374

18、5.21 0.35% 3 54.8254.950.24% 3.測(cè)試結(jié)果分析 由表1、表2測(cè)試結(jié)果可見(jiàn)，基本要求以及發(fā)揮部分均達(dá)到所需指標(biāo)： 1）具有最大功率點(diǎn)跟蹤功能，在各種負(fù)載情況下U d均穩(wěn)定在30V左右。 2）具有頻率跟蹤功能，相對(duì)誤差50?負(fù)載電阻：50.8? 總結(jié) (三)總結(jié) 題目要求輸入有效值小于等于10m v，實(shí)際輸入的有效值可以達(dá)到1m v，但在我們?cè)诂F(xiàn)有的儀器條件下，信號(hào)幅度輸出小時(shí)噪聲大，造成輸出波形噪聲較大。放大器的增益最大可達(dá)70 dB，但超過(guò)70dB后放大器容易出現(xiàn)自激振蕩，如改善電路加入補(bǔ)償放大倍數(shù)還可提升。放大器最大輸出幅度峰峰值達(dá)到了42V，在驅(qū)動(dòng)50?負(fù)載時(shí)，

19、通頻帶帶寬超過(guò)10M，帶內(nèi)失真小，但帶內(nèi)衰減較大，主要是由于最后一級(jí)功率放大高頻特性限制，如果繼續(xù)改善補(bǔ)償電路，可將通頻帶內(nèi)起伏控制在0.5dB內(nèi)并且繼續(xù)拓寬帶寬。 寬帶直流放大器寬帶直流放大器（C 題） 全國(guó)一等獎(jiǎng) 宜賓學(xué)院 岳琨 周俊 劉偉平 一、方案比較與論證 1.增益控制部分 方案一：用繼電器或模擬開(kāi)關(guān)構(gòu)成電阻網(wǎng)絡(luò)，由單片機(jī)控制以改變信號(hào)增益。這種方案存在的不足是使用模擬開(kāi)關(guān)，其導(dǎo)通電阻較大，各通道信號(hào)會(huì)互相干擾，容易影響系統(tǒng)性能。而且電阻網(wǎng)絡(luò)級(jí)數(shù)多，造成硬件電路復(fù)雜，且電阻網(wǎng)絡(luò)的電阻選擇也較為困難，很難做到高精度控制。 方案二：采用可編程放大器的思想，將輸入的交流信號(hào)作為12位高速D

20、/A 轉(zhuǎn)換器DAC902的基準(zhǔn)電壓，這時(shí)的D/A 作為一個(gè)程控衰減器。其輸出12 2N REF D V Vout =，其中D N 為12位數(shù)字量輸入的二進(jìn)制值，可滿足212 =4096擋增益調(diào)節(jié)，滿足題目的精度要求。但是控制的數(shù)字量和最后的增益(dB )不成線性關(guān)系而是成指數(shù)關(guān)系，造成增益調(diào)節(jié)不均勻，精度下降。而且很難要實(shí)現(xiàn)10M H z 帶寬。 方案三：由單片機(jī)、D/A 轉(zhuǎn)換器和可編程增益放大器V CA820構(gòu)成壓控放大器。V CA820的增益（dB）與控制電壓（V）成線性關(guān)系，因此可以很方便利用單片機(jī)通過(guò)對(duì)控制D/A 輸出直流電壓來(lái)控制V CA820的內(nèi)部電阻衰減網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)增益調(diào)節(jié)，精度較

21、高。其外圍元件少，電路簡(jiǎn)單，由于V CA820帶寬最大能達(dá)到150M H z，增益范圍40dB ，增益精度在0.5dB,通過(guò)兩級(jí)級(jí)聯(lián)的方式，可精確實(shí)現(xiàn)增益控制在70dB 的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。所以設(shè)計(jì)采用該方案。 2.后級(jí)放大電路 方案一：為了達(dá)到題目發(fā)揮部分要求輸出10V 有效值，可以采用單片高壓集成寬帶運(yùn)算放大器T H S3001HV ，提供較高的輸出電壓,再利用兩片B UF 634進(jìn)行擴(kuò)流輸出,以滿足負(fù)載要求。該方案電路較簡(jiǎn)單，容易調(diào)試，能夠滿足本題要求。 方案二：使用分立元件搭建后級(jí)放大器。使用分立元件設(shè)計(jì)困難，調(diào)試繁瑣，但可以通過(guò)計(jì)算和仿真得到合適的輸入輸出阻抗，并降低后級(jí)放大器制作成本，提

22、高性價(jià)比，因此該設(shè)計(jì)中采用本方案。 整個(gè)系統(tǒng)框圖如圖1-1所示。 二、理論分析與參數(shù)計(jì)算 1.帶寬增益積 增益控制部分采用V CA820典型接法中通頻帶最寬的一種，通頻帶為150M H z，增益為20+20dB ，輸入控制電壓V G 為02V 。使用兩級(jí)串聯(lián)，利用V CA820有可控衰減特性，固定放大20dB ，增益范圍是-20+60dB ，滿足題目要求。由于兩級(jí)放大電路幅頻響應(yīng)曲線相同，所以當(dāng)兩級(jí)V CA820串聯(lián)后，帶寬會(huì)有所下降，串聯(lián)前各級(jí)帶寬為150M H z 左右，兩級(jí)放大電路串聯(lián)后總的3dB 帶寬對(duì)應(yīng)著單級(jí)放大電路1.5dB 帶寬，根據(jù)幅頻響應(yīng)曲線可得出級(jí)聯(lián)后的3dB 總帶寬為10

23、0M H z。 假如要實(shí)現(xiàn)發(fā)揮部分的最大輸出電壓有效值大于等于10V 的要求，即輸出電壓峰峰值 V V ppMin 2.282102=，為得到最大輸出電壓,則后級(jí)放大至少要有4倍。V CA820的最 大輸出電壓有效值約為2.5V 。但是V CA820在輸出電壓過(guò)大時(shí)，波形會(huì)有失真。為了實(shí)現(xiàn)輸出不失真，同時(shí)盡量擴(kuò)大輸出電壓，把V CA820最大輸出電壓的峰峰值為定為4V 左右，則放大倍數(shù))(02.171.74 2 .28dB A = （倍）。故后級(jí)需要放大7.1倍，即17.02 dB 。前級(jí)放大芯 片選用O PA 690，其增益帶寬積為500M H z，放大4倍，則125M H z 以上的信號(hào)均

24、衰減。后級(jí)放大芯片選用420M H z 帶寬電流反饋型運(yùn)算放大器T H S3001HV ，當(dāng)增益為17.02dB 時(shí)，其帶寬仍超過(guò)300M H z，由以上分析可知整個(gè)系統(tǒng)滿足題目對(duì)帶寬的要求。 2.通頻帶內(nèi)增益起伏控制 本系統(tǒng)由多級(jí)放大單元構(gòu)成，為了滿足題目對(duì)通頻帶內(nèi)增益起伏控制，設(shè)計(jì)中均選用高速、寬帶運(yùn)放，使其0.5dB 帶寬均超過(guò)題目要求，經(jīng)測(cè)試發(fā)現(xiàn)，VCA820隨增益增大的時(shí)，帶寬略有下降，因此我們?cè)跒V波級(jí)通過(guò)補(bǔ)償，使信號(hào)在通頻帶內(nèi)的增益更加平坦，并調(diào)整反饋電阻使其在通頻帶內(nèi)增益起伏降至最低。 3.線性相位 為了使系統(tǒng)在整個(gè)通頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)線性相位，在設(shè)計(jì)中嚴(yán)格按照阻抗匹配原則，使其負(fù)載呈純

25、阻性，構(gòu)建閉路環(huán)。在輸入級(jí)，將整個(gè)運(yùn)放用較粗的地線包圍，可吸收高頻信號(hào)減少噪聲。各個(gè)集成電路均加有退耦電容，減小寄生電感電容的影響。 4.抑制直流零點(diǎn)漂移 由于集成運(yùn)算放大器本身帶有輸入失調(diào)電壓，經(jīng)過(guò)高增益放大，使其輸出失調(diào)電壓變得很大。為了抑制直流零點(diǎn)漂移，參考器件手冊(cè)，我們選用了附錄一中所示的參考的電路，分 別對(duì)兩級(jí)V CA820輸入端VIN -與反饋端F B 分別通過(guò)一個(gè)?K 10的精密可調(diào)電位器輸入/輸出級(jí)失調(diào)電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。 5.放大器穩(wěn)定性 系統(tǒng)總的增益為060dB ，前級(jí)輸入緩沖和增益控制部分增益最大可達(dá)60dB ，因此抗干擾措施必須要做得很好才能避免自激和減少噪聲。我們采用下述方

26、法減少干擾，避免自激，提高放大器的穩(wěn)定性： 1.構(gòu)建閉路環(huán)。嚴(yán)格按信號(hào)走向布線，在輸入級(jí)，將整個(gè)運(yùn)放用較粗的地線包圍，縮短地線回路，并可吸收高頻信號(hào)減少噪聲。在功率級(jí)也采用此方法，能有效地避免高頻輻射；在增益控制部分和后級(jí)功率放大部分也都采用了此方法。 2.使用同軸電纜，輸入級(jí)和輸出級(jí)使用BNC 接頭。 3.各部分?jǐn)[放位置按照信號(hào)走向放置，減小板與板之間的連接線長(zhǎng)度， 實(shí)踐證明,電路的抗干擾措施比較好，在整個(gè)通頻帶范圍和整個(gè)增益范圍內(nèi)都沒(méi)有自激，工作穩(wěn)定。 三、系統(tǒng)各模塊電路的設(shè)計(jì) 1.輸入緩沖和增益控制部分 由于前級(jí)電路對(duì)整個(gè)電路的噪聲影響非常大，為了提高信噪比。前端采用高速低噪聲電壓反饋型

27、運(yùn)放O PA 690作前級(jí)跟隨，為了抑制前端輸入的干擾信號(hào)這里放大4倍，125M H z 以上的信號(hào)被衰減。 輸入端口由同軸電纜連接，以防自激。電容電阻均采用貼片封裝，使得輸入級(jí)連線盡可能短。電路圖如附錄二所示。 2.后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路 為了保證該直流寬帶放大器的負(fù)載能力滿足題目要求。鑒于運(yùn)算放大器T H S3001HV 自身負(fù)載能力的限制，該電路選用T H S3001HV 配合高功率對(duì)管2N2219A （N P N 型）和2N2905（P N P 型）（兩功率管特征頻率MHz f T 300=,功率耗損W PD 8.0=）搭建電壓串聯(lián)負(fù)反饋同相放 大電路。如圖3-3所示，前級(jí)由T H S3001H

28、V 組成的同相放大器，放大倍數(shù)4 3 1R R A V + =；后級(jí)選用功率對(duì)管構(gòu)成乙類(lèi)功率推挽輸出形式提供負(fù)載驅(qū)動(dòng)電流。經(jīng)過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試，通頻帶大于10M H z，且?guī)?nèi)平坦，通頻帶內(nèi)不平坦度小于0.1dB ；空載時(shí)可對(duì)DC 到10M H z 范圍內(nèi)，峰-峰值為30V 的正弦信號(hào)無(wú)失真輸出，輸出端接50?負(fù)載時(shí)，無(wú)失真的最大輸出電壓峰-峰值超過(guò)28V ，并且在整個(gè)帶寬范圍內(nèi)無(wú)明顯失真，以上各指標(biāo)均達(dá)到和超過(guò)了題目要求。電路圖如圖3-1所示。 Vv 圖 3-1 后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路 4.低通濾波部分 為了滿足對(duì)題目帶寬的要求，設(shè)計(jì)了多個(gè)低通濾波器串聯(lián)增加系衰減陡降，電路原理圖如圖3-2所示，利用單片機(jī)通過(guò)

29、對(duì)繼電器控制進(jìn)行不同帶寬之間的切換，選擇二階KR C 濾波器與一級(jí)LC 帶阻串聯(lián)，令R 2=R 3=R 和C 1=C 2=C，則前級(jí)截止頻率計(jì)算公式： RC f 21 = 3-4-1 帶內(nèi)增益： 4 5 1R R K + = 3-4-2 由式3-4-1可知，通過(guò)更改R 的值改變帶寬，調(diào)節(jié)精密可調(diào)電位器R5更改帶內(nèi)增益，通過(guò)改變L 大小改變諧振點(diǎn)，改變陷波點(diǎn)位置。調(diào)整經(jīng)測(cè)試5M H z、10M H z 帶寬均滿足題目要求，并且在帶寬范圍內(nèi)相位線性好。 VIN 圖 3-2 低通濾波電路 5.控制部分 本設(shè)計(jì)中控制電路采用MSP 430F 247單片機(jī)為控制核心，通過(guò)鍵盤(pán)實(shí)現(xiàn)增益和帶寬預(yù)置，根據(jù)預(yù)置

30、的增益數(shù)控制12位D/A 芯片TL V5619輸出對(duì)應(yīng)的直流電壓控制V CA820的放大增益，根據(jù)選擇的增益帶寬控制繼電器選通不同的濾波器，實(shí)現(xiàn)不同帶寬選擇，同時(shí)將預(yù)置結(jié)果送LCD 顯示。硬件框圖見(jiàn)附錄三。 四、軟件設(shè)計(jì) 由于本系統(tǒng)中單片機(jī)只起控制增益和顯示的作用，所以軟件設(shè)計(jì)比較簡(jiǎn)單。啟動(dòng)后進(jìn)入增益控制界面，可以通過(guò)按鍵調(diào)節(jié)增益，步進(jìn)1dB ，還可以通過(guò)菜單切換帶寬并在增益控制界面上顯示。軟件流程圖見(jiàn)附錄四。 五、測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果 1.測(cè)試工具 高頻信號(hào)發(fā)生器SG-5150、40M H z 模擬示波器YB4340C。三位半數(shù)字萬(wàn)用表V C9808+。 2.測(cè)試方法與數(shù)據(jù) （1）輸入阻抗測(cè)試

31、 在輸入端串接?50電阻，測(cè)量輸入端電壓峰峰值，通過(guò)計(jì)算可測(cè)得輸出阻抗。 結(jié)果分析：經(jīng)過(guò)測(cè)量，在不同帶寬范圍內(nèi)均滿足輸入阻抗?50，滿足題目要求。 （2）幅頻特性測(cè)試 設(shè)置增益40dB ，Vin p-p =3mV ，觀察示波器測(cè)試信號(hào)源的頻率及步進(jìn)，并記錄電壓峰值。 表4-3 幅頻特性測(cè)試（5MHz 帶寬） 頻率（KHz ） 1 2 4 6 10 20 100 500 1000 2000 3000 4000 5000 Vout p-p (mV) 310 312 320 315 310 315 312 310 305 317 308 289 217 表4-3 幅頻特性測(cè)試（10MHz 帶寬） 頻

32、率（MHz ） 0.1 0.5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Vout p-p (mV) 308 319 318 317 320 313 314 313 310 319 286 210 結(jié)果分析：由上表可看出，選擇5M H z 帶寬檔時(shí)，3dB 帶寬為05M H z，在04M H z 通頻 帶內(nèi)增益起伏0.8dB ；選擇10M H z 帶寬檔時(shí)，3dB 帶寬為010M H z，在09M H z 通頻帶內(nèi)增益起伏0.8dB 。滿足設(shè)計(jì)基本及發(fā)揮部分的要求。 （3）最大有效值輸出 設(shè)置增益 V A =60dB ，調(diào)節(jié)使輸出最大且不失真。 表4-4 最大有效值輸出（5MHz 帶寬） 頻率

33、（KHz ） 1 2 5 100 500 1000 2000 3000 4000 5000 Vout p-pRMS (V) 10.82 10.70 10.61 10.21 10.33 10.47 10.50 10.27 10.35 10.21 表4-5 最大有效值輸出（10MHz 帶寬） 頻率（KHz ） 1 500 1000 2000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 Vout p-pRMS (V) 10.81 10.75 10.65 10.55 10.70 10.32 10.35 10.37 10.25 10.33 10.50 結(jié)果分析：在輸出信號(hào)不失

34、真的情況下，通頻帶內(nèi)最大輸出電壓有效值大于10.00V ，滿足并超過(guò)設(shè)計(jì)基本及發(fā)揮部分的要求。 （4）輸出噪聲測(cè)試 輸入交流短路，增益調(diào)為60dB ，測(cè)得輸出電壓峰峰值為200mV ，滿足發(fā)揮部分要求。 （5）增益步進(jìn)測(cè)試 通過(guò)鍵盤(pán)調(diào)節(jié)增益，通過(guò)示波器測(cè)量輸出電壓峰峰值。 表4-5 5dB 增益步進(jìn)測(cè)試（5MHz 帶寬,f=500KHz, Vin p-p =3mV ） 預(yù)設(shè)增 益 （dB ） 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Vout p-p (mV) 2.9 5.2 10.2 1 6.7 32.0 52.1 95.1 173.2 309.1 550.2

35、 1048 1780 310 0 實(shí)際增 益 （dB ） -0.3 4.7 10.6 14.9 20.5 24.7 30.1 35.2 40.2 570. 2 50.8 55.5 60.3 誤差（dB ） 0.3 0. 3 0.6 0.1 0.5 0.3 0.1 0.2 0.2 0.5 0.8 0.5 0.3 表4-5 5dB 增益步進(jìn)測(cè)試（10MHz 帶寬,f=500KHz, Vin p-p =3mV ） 預(yù)設(shè)增 益 （dB ） 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Vout p-p (mV) 2.8 5.9 10.4 15.7 32.5 52.5 94.

36、7 180.6 315.5 570.2 1042 1800 320 0 實(shí)際增 益 （dB ） -0.6 5.8 10.7 14.4 20.6 24.8 29. 9 35.6 40.4 45.5 50.8 55.6 60.5 誤差（dB ） 0.6 0. 8 0.7 0.6 0.6 0.8 0.1 0.6 0.4 0.5 0.8 0.6 0.5 結(jié)果分析：增益值0dB 70dB 可調(diào)，程控步進(jìn)間隔5dB 。并且增益預(yù)置值與實(shí)測(cè)誤差的最大絕對(duì)值為0.8dB ，不同帶寬范圍內(nèi)均滿足并超過(guò)設(shè)計(jì)基本及發(fā)揮部分的要求。 （7）功能測(cè)試 （8）誤差分析 我們測(cè)量的誤差主要來(lái)源是電磁干擾，由于測(cè)試場(chǎng)地有許多

37、電腦和儀器使用開(kāi)關(guān)電源，電磁噪聲很大，放大與增益控制電路采用的同軸電纜屏蔽效果并不好，所以測(cè)量輸入端短路的噪聲電壓時(shí)隨輸入短接方式不同而有很大的誤差。并且儀表精度不夠高，人為讀數(shù)存在誤差，測(cè)量的數(shù)據(jù)達(dá)不到理論計(jì)算值，但是我們通過(guò)多次測(cè)量取平均把誤差降低到最小。 六、總體結(jié)論 綜合上述各部分的測(cè)試結(jié)果：本設(shè)計(jì)圓滿地完成了題目基本部分的要求，還較好地完成了題目發(fā)揮部分的要求，提高了輸出電壓幅度。各種去耦和降噪措施的綜合應(yīng)用保證放大器穩(wěn)定工作并且降低了噪聲如果能對(duì)輸出增益進(jìn)行進(jìn)一步實(shí)測(cè)校正或者使用性能更好的器件，還可以進(jìn)一步提高指標(biāo)。 七、附錄 1.失調(diào)電壓調(diào)節(jié)電路 2. 程控放大電路 無(wú)線環(huán)境監(jiān)測(cè)

38、無(wú)線環(huán)境監(jiān)測(cè)（D 題） 全國(guó)一等獎(jiǎng) 華中科技大學(xué) 鄭歡 張瀟雨 黃永侃 由于本系統(tǒng)需要較高的效率、較大的發(fā)射功率，而NEC 公司的三極管2SC3355性能優(yōu)良，比74HC34X 更節(jié)省功耗，所以采用選擇方案三。 通信協(xié)議方案選擇 通信協(xié)議十分重要，有以下方案： 方案一：由探測(cè)節(jié)點(diǎn)主動(dòng)發(fā)起傳輸，監(jiān)測(cè)終端收集探測(cè)節(jié)點(diǎn)發(fā)送的信息，信息的轉(zhuǎn)發(fā)由節(jié)點(diǎn)互相協(xié)商完成。這種通信帶寬利用率高，節(jié)點(diǎn)可以根據(jù)需要休眠，消耗電流很低。但是軟硬件都比較復(fù)雜。 方案二：由監(jiān)測(cè)終端發(fā)起所有的傳輸過(guò)程，依次輪詢每一個(gè)可能的節(jié)點(diǎn)編號(hào)來(lái)收集信息，信息的轉(zhuǎn)發(fā)由監(jiān)測(cè)終端主動(dòng)發(fā)送命令給節(jié)點(diǎn)來(lái)啟動(dòng)。這種方案軟硬件簡(jiǎn)單， 工作可靠。但節(jié)點(diǎn)

39、數(shù)目增長(zhǎng)后探測(cè)延時(shí)也線性增長(zhǎng)。節(jié)點(diǎn)無(wú)法休眠，電流很大。 方案三：由監(jiān)測(cè)終端發(fā)起一次信息同步傳輸，所有的節(jié)點(diǎn)根據(jù)自己的編號(hào)在不同的時(shí)隙發(fā)送信息。中繼由節(jié)點(diǎn)自行搜索判斷。這種方案硬件比較簡(jiǎn)單，監(jiān)測(cè)終端只負(fù)責(zé)同 步，通信帶寬利用率高于方案二，并且節(jié)點(diǎn)可以根據(jù)自己的編號(hào)來(lái)休眠，電流比較 小，可以支持題目要求的255個(gè)節(jié)點(diǎn)要求。 權(quán)衡考慮軟硬件復(fù)雜度和實(shí)際效果，我們選擇方案三。 總方案確定 圖1 系統(tǒng)整體方案框圖 綜合考慮，最終采用MSP430F5438作為終端和節(jié)點(diǎn)的主控芯片，光照探測(cè)由光敏電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)，溫度可有MSP430內(nèi)部自帶的溫度傳感器得到。數(shù)據(jù)的調(diào)制、接收采用串口通信。使用I/O 口來(lái)控制天線

40、的收發(fā)模式。 二 理論分析與計(jì)算 發(fā)射機(jī)電路分析與設(shè)計(jì) 考慮到在短波段，有現(xiàn)成的固定頻率的諧振器，濾波器以及中周，如5.5M ，6.5M ，10.7M 。為了方便使用標(biāo)準(zhǔn)10.7MHZ 的中頻器件，所以選取10.7M 頻點(diǎn)。 本地振蕩采用10.7M 諧振器以及74HC00構(gòu)成的皮爾斯振蕩器，同時(shí)通過(guò)門(mén)級(jí)電路還可以增大對(duì)后級(jí)丙放的驅(qū)動(dòng)功率，而串口也可以通過(guò)與非門(mén)來(lái)調(diào)制信號(hào)。 實(shí)際測(cè)量5圈，直徑為3.4cm 的線圈，在10.7MHZ 下測(cè)量得到電感量為1.553uH ，Q 值為156。因?yàn)閘 Q r ?=，所以在10.7MHZ 時(shí)的損耗電阻為66210.710 1.55310156 l r Q ?

41、=，得到 0.669r =?，所以在并聯(lián)諧振下等效電阻為216.3K p R Q r =?。由于發(fā)射功率在負(fù)載匹 配的時(shí)候發(fā)射效率最高，所以在發(fā)射終端需要做負(fù)載匹配。 開(kāi)關(guān)狀態(tài)功放輸入輸出匹配 圖2 c3355開(kāi)關(guān)狀態(tài)功放 為了降低功耗，所以在節(jié)點(diǎn)上采用高效率的開(kāi)關(guān)狀態(tài)功放，而終端也可以使用戊類(lèi)放大。設(shè)定輸出功率為0.1W 。 首先計(jì)算 C3355 的輸出阻抗，假設(shè) C3355的輸出功率為0.1W ，根據(jù)功放的最佳負(fù)載計(jì)算得到，我們的電源電壓為CC V =3V ，設(shè)CE V =0.1V ，輸出功率O P =0.1W ，計(jì)算得出最佳輸出電阻為2 2 ()(30.1)42220.1 CC CE O

42、 V V R P ?=， 由于從C3355的datasheet 上 則三極管的輸出得到集電極的輸出電容，故假設(shè)輸出電容是15p ，阻抗可等效為一個(gè) 42的電阻與一個(gè) 15pF 左右的電容并聯(lián)。 然后進(jìn)行初步的阻抗匹配以及濾波，為了便于后級(jí)匹配，集電極饋電線圈兼作為輸出的諧振回路，抵消輸出電容的影響，當(dāng)饋電電感太小時(shí)，電感的Q 值比較低，損耗比較大，但是饋電電感比較大時(shí)，由于高頻功率管在低頻時(shí)的增益非常大，又容易產(chǎn)生低頻振蕩，綜合考慮，取饋電電感為10uH ，此時(shí)所需的諧振電容為22.12pF ，所以還需要在集電極到地接入一個(gè)(22.12-10)pF 的電容，為了便于調(diào)諧，我們采用了一只 5/3

43、5pF 的可調(diào)電容，經(jīng)過(guò)這樣后，三極管輸出為42的純阻，然后經(jīng)過(guò)一個(gè)4216.3K 的三階低通濾波器實(shí)現(xiàn)阻抗變換，并且使輸出波形平滑（濾掉載波的高次諧波），這個(gè)低通濾波的設(shè)計(jì)借助于filtersolution 軟件，仿真電路詳見(jiàn)于附錄。 由于在輸出端接了一個(gè)100nf 的隔直電容，這會(huì)使得輸出不再是42的純阻，所以經(jīng)過(guò)PSPICE 仿真，進(jìn)行校準(zhǔn)，得到最終的具體參數(shù)。仿真效果見(jiàn)附錄。 接收機(jī)解調(diào)電路分析 由于本系統(tǒng)采用的是OOK 調(diào)制，所以采用靈敏度高的倍壓檢波。當(dāng)終端與節(jié)點(diǎn)距離較遠(yuǎn)時(shí)，天線上耦合得到的信號(hào)非常小，為了提高接收靈敏度，所以使用了兩級(jí)放大，從而在距離較遠(yuǎn)的時(shí)候也能正常檢測(cè)到信號(hào)。

44、考慮到在近距離時(shí)，所以在天線線圈接收處加上限幅電路，而且在第一級(jí)放大之后也加上限幅電路。這樣就保證了在近距離和遠(yuǎn)距離時(shí)都能夠接收到較好的信號(hào)。但是實(shí)際上由于在很遠(yuǎn)的時(shí)候接收到的信號(hào)還是很小，這樣就導(dǎo)致了隨著距離的遠(yuǎn)近需要改變比較器的參考電平，因此采用一個(gè)RC 積分保持電路，將RC 的值取大，使得能檢測(cè)到最大的峰值，然后分壓就可以得到包絡(luò)檢波后峰值電壓的一半，這樣就實(shí)現(xiàn)了自適應(yīng)比較，使得接收經(jīng)比較器輸出的波形占空比基本保持不變，從而在遠(yuǎn)距離時(shí)串口依然能夠正確識(shí)別信號(hào)。 為了實(shí)現(xiàn)天線的復(fù)用，使用一個(gè)開(kāi)關(guān)電路來(lái)切換收發(fā)模式，這個(gè)開(kāi)關(guān)電路使用單片機(jī)I/O 口來(lái)控制高速二極管的導(dǎo)通與關(guān)斷來(lái)實(shí)現(xiàn)切換的。

45、通信協(xié)議分析與設(shè)計(jì) 通信協(xié)議采用的是終端發(fā)起同步傳輸，各個(gè)節(jié)點(diǎn)根據(jù)終端的同步信息同步自己的時(shí)鐘， 然后在自己編號(hào)所分配的時(shí)隙內(nèi)依次傳輸。 信息的交換采用幀交換，每個(gè)幀由四個(gè)字節(jié)組成，結(jié)構(gòu)如下圖示。每一次發(fā)送或者接收都是以幀為單位。其中數(shù)據(jù)直接的低七位表示0-100度的溫度，最高位表示光照的有無(wú)，1為有，0為無(wú)。 整個(gè)通信過(guò)程如下圖示，終端不斷發(fā)起同步傳輸，每個(gè)同步傳輸分為信息同步發(fā)送和中繼同步發(fā)送兩個(gè)階段。信息同步發(fā)送階段收到終端同步信號(hào)的節(jié)點(diǎn)在分配 給自己的時(shí)隙發(fā)送數(shù)據(jù)。中繼同步階段沒(méi)有收到終端同步信號(hào)的節(jié)點(diǎn)收到相鄰節(jié)點(diǎn)回復(fù)給終端的信息后，在本階段自己的時(shí)隙內(nèi)發(fā)送中繼請(qǐng)求，目的ID 為監(jiān)聽(tīng)到

46、的節(jié)點(diǎn)中的任意一個(gè)，由選中的節(jié)點(diǎn)在下一個(gè)信息同步發(fā)送階 發(fā)送 圖3 數(shù)據(jù)幀格式 協(xié)議的性能可以通過(guò)分析兩個(gè)節(jié)點(diǎn)的情況來(lái)得到，因?yàn)槎鄠€(gè)節(jié)點(diǎn)所消耗的時(shí)間和兩個(gè)節(jié)點(diǎn)消耗的時(shí)間是一樣的。假設(shè)終端為X ，兩個(gè)節(jié)點(diǎn)A 和B ，A 為轉(zhuǎn)發(fā)節(jié)點(diǎn)，B 為被轉(zhuǎn)發(fā)節(jié)點(diǎn)。性能最好的情況為B 發(fā)送中繼請(qǐng)求之前改變了數(shù)據(jù)，然后隨即通過(guò)中繼發(fā)送數(shù)據(jù)給了A ，A 在下一個(gè)信息同步發(fā)送階段代替B 發(fā)送給終端，那么延時(shí)為半個(gè)同步傳輸周期。性能最壞的情況為B 發(fā)送中繼請(qǐng)求之后改變了數(shù)據(jù)，然后等到第二輪同步傳輸 的中繼發(fā)送階段發(fā)送給A 節(jié)點(diǎn)，最后在第三輪同步傳輸?shù)男畔l(fā)送階段A 節(jié)點(diǎn)代 替B 發(fā)送給終端。延時(shí)為一個(gè)半 周期。 為了克

47、服各個(gè)節(jié)點(diǎn)定時(shí)不夠精確的問(wèn)題，需在每個(gè)幀之間加入保護(hù)間隔，在本協(xié)議中設(shè)計(jì)為發(fā)送一個(gè)字節(jié)的時(shí)間。即發(fā)送一幀數(shù)據(jù)需要五個(gè)字節(jié)的時(shí)間。因此可 以計(jì)算得到滿足要求最低的波特率。按照最壞情況計(jì)算，一共需要256*3個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙由5個(gè)字節(jié)之間，每個(gè)字節(jié)10個(gè)位，所以波特率要大于2563510 76805 bps =。這里為了留出余量設(shè)置 為9600bps 。 三 電路設(shè)計(jì)與軟件設(shè)計(jì) 發(fā)射電路分析與設(shè)計(jì) 圖4 發(fā)射電路 選用74HC00，可在3V 電壓下工作，74HC00實(shí)現(xiàn)了10.7MHZ 的載波產(chǎn)生，信號(hào)調(diào)制，功放驅(qū)動(dòng)為一體。 功放激勵(lì)輸入是方波，所以功放是工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)。功放的額定輸出功率是0.1

48、W 。參數(shù)設(shè)計(jì)詳見(jiàn)于理論分析與計(jì)算。 接收電路設(shè)計(jì) 圖5 接收電路 接收機(jī)的前端采用了限幅電路，一個(gè)很小的電容（22pF）后面接兩個(gè)方向相反的二極管到地。這樣就保證了在收發(fā)天線很近的時(shí)候，接收到的電壓被限制在0.25V（1N60的壓降，經(jīng)過(guò)后級(jí)的諧振放大，再限幅，再放大之后信號(hào)強(qiáng)度比較大，這時(shí)就能很好的進(jìn)行包絡(luò)建波。 有些時(shí)候當(dāng)放大倍數(shù)太大的時(shí)候，電路會(huì)出現(xiàn)自激，適當(dāng)旋轉(zhuǎn)中周，將調(diào)諧回路失諧，或者在諧振回路上并聯(lián)一個(gè)10K的電阻就可以消除自激了。 控制收發(fā)的開(kāi)關(guān)電路是有兩個(gè)反向串聯(lián)的1N4148和一個(gè)4.7mH電感串聯(lián)一個(gè)5.6K電阻到單片機(jī)的I/O口。 工作流程圖 監(jiān)測(cè)終端的軟件重要任務(wù)就是

49、發(fā)送同步信號(hào)，等待探測(cè)節(jié)點(diǎn)返回的數(shù)據(jù)，并在液晶上顯示出來(lái)。探測(cè)節(jié)點(diǎn)的任務(wù)是定時(shí)采集數(shù)據(jù)，并在收到同步信號(hào)或者監(jiān)測(cè)到其它節(jié)點(diǎn)的時(shí)候發(fā)送數(shù)據(jù)，并在收到中繼請(qǐng)求后提供中繼服務(wù)。軟件流程圖如下： 五測(cè)試方法與數(shù)據(jù) 測(cè)試方法和過(guò)程 下列測(cè)試均在終端5V供電，節(jié)點(diǎn)兩節(jié)干電池供電，室溫26。 終端節(jié)點(diǎn)通信距離測(cè)試。 終端，節(jié)點(diǎn)放置在同一水平面，在保證兩天線對(duì)準(zhǔn)的情況下，將距離分別設(shè)為1cm，9cm。將節(jié)點(diǎn)A和B分別放在終端兩側(cè)，距離為10cm，測(cè)試溫度，光照，編碼預(yù)置功能。測(cè)試結(jié)果如下： 均有預(yù)置編碼的功能，探測(cè)延時(shí) ，隱含了對(duì)效率的要求，當(dāng)E s=10V 時(shí)，根據(jù)最大功率 傳輸定理，充電器能獲得的最大功率

50、是0.25W，? ? 1.1006.310V V I c 63.7m A，要達(dá)到這個(gè)指標(biāo)，系統(tǒng)的效率要大于92.07%，所以同步整流技術(shù)的使用是必須的，而且控制監(jiān)控部分的功耗不得高于10m W；同時(shí)，為了降低磁心損耗，單片機(jī)給的PWM 頻率要盡量的低，我們選定為20KH z；但當(dāng)E s 增大時(shí)，對(duì)系統(tǒng)的效率要求降低，當(dāng)E s =20V 時(shí)，只要效率有60%就能達(dá)到題目要求。 2、單端反激變壓器的設(shè)計(jì)與計(jì)算 因?yàn)橥秸骷夹g(shù)只能當(dāng)電感工作于連續(xù)模式時(shí)才能發(fā)揮作用，但考慮到E s 在10V 20V 內(nèi)變化時(shí)，輸出電流會(huì)很小50m A 240m A，要使變壓器工作于連續(xù)模式所需電感量很大，會(huì)使成本和

51、體積都增大，同時(shí)，繞線長(zhǎng)度增加銅損也會(huì)增大；綜合考慮，我們把電感臨界電流點(diǎn)I o c 設(shè)在400m A 處，當(dāng)輸出電流I o I o c 時(shí)，使能同步整流。變壓器設(shè)計(jì)如下： 根據(jù)題意，充電器輸出最大功率P out =3.2 W ,且I o c =400m A ,在本電路中選用TD K 磁心P Q 2625（具體參數(shù)計(jì)算參見(jiàn)附錄一），f =20KH z 時(shí)其最大傳輸功率15W。 計(jì)算初級(jí)電感 uH H P T D V L in in c 1086.34.02105065.06.32622(min) 2min 2(max)= ? 計(jì)算初級(jí)繞組匝數(shù) 1.905 .11018.14.010*.0106

52、 48 =?F A L l N c p g p （匝） 實(shí)取Np=10（匝）。 初級(jí)與次級(jí)的匝比選為1：1.2，則次級(jí)匝數(shù) 122.1=p s N N （匝） 為了降低趨膚損耗，實(shí)際繞制時(shí)選用0.4 mm 線徑，四股并繞。 三、電路與程序設(shè)計(jì)電路與程序設(shè)計(jì)： 2.主電路的設(shè)計(jì)與參數(shù)設(shè)計(jì) 圖6. 主電路原理圖 如圖6，主電路原理圖采用單端反激拓?fù)洌琓PS 2836是具有同步整流功能的PWM 驅(qū)動(dòng)芯片，其靜態(tài)功耗為2m A，能3.6V 供電，最大驅(qū)動(dòng)電流2A。IR F 7822是增強(qiáng)型N 溝道M O S 管，導(dǎo)通電阻5.5m ?,損耗小，最大漏源電流I DS =20A，完全能滿足題目要求。 圖6中

53、TPS 2836的1腳是PWM 波的輸入端，經(jīng)內(nèi)部反相分別從5腳和6腳輸出兩路反相的PWM 信號(hào)驅(qū)動(dòng)IR F 7822，電阻R 1和R 2是起緩沖作用，防止驅(qū)動(dòng)的電壓尖峰擊穿M O S 管。3腳DT 端用作同步整流使能，低電平有效；當(dāng)充電器輸出電流小于400 m A 時(shí)，單片機(jī)將3腳置高，不使能同步整流，5腳輸出低電平，IR F 7822截止，肖特基二極管1N5819工作；相反，當(dāng)輸出電流大于400 m A 時(shí)，3腳置低，使能同步整流，5腳輸出PWM 波，IR F 7822正常工作。 3.啟動(dòng)電路設(shè)計(jì)與參數(shù)設(shè)計(jì) 題目要求盡量低的Es 能啟動(dòng)充電器，如圖7，使用升壓芯片TPS 61202能夠 在

54、E s =0.5 V 輸入的情況下，穩(wěn)定輸出5 V 給控制電路供電，保證系統(tǒng)低電壓空載啟動(dòng)。當(dāng)輸入電壓大于3.6 V 時(shí)，單片機(jī)控制繼電器導(dǎo)通，TPS 61202不工作，控制及監(jiān)測(cè)電路由充電器輸出3.6 V 供電。但遺憾的是由于時(shí)間原因，啟動(dòng)電路沒(méi)能做出來(lái)，所以我們的作品沒(méi)有空載自啟動(dòng)的功能。 圖 7. 啟動(dòng)電路原理圖 3、監(jiān)控及控制電路的設(shè)計(jì) 根據(jù)題目要在E s=10V 20V 時(shí)達(dá)到I c 大于 c s c s R R E E +?的要求，可得出監(jiān)測(cè)和控制電路的功 耗最大不能超過(guò)10m W。由此，我們選擇T I 的超低功耗單片機(jī)MSP 430F 4794作為控制核心，其3.3V 時(shí)的靜態(tài)電

55、流為280uA，4M 外部高速晶振下程序正常運(yùn)行時(shí)的電流為1.3m A，且其內(nèi)部具有3路32倍信號(hào)放大能力的16位A/D，具有多路PWM 波輸出，完全滿足本題最大輸出電流追蹤的要求。同時(shí)，單片機(jī)的絕大部分時(shí)間都工作在低功耗模式，以降低功耗，并由內(nèi)部定時(shí)器每隔一段時(shí)間低功耗喚醒一次，調(diào)節(jié)輸出電流。其間隙低功耗時(shí)間在0.1s 到5s 范圍內(nèi)任意可調(diào)。 圖8為整體的軟件流程圖。當(dāng)主功率電路開(kāi)始工作的時(shí)候，控制電路先通過(guò)大范圍的占空比變化，比較對(duì)應(yīng)電流的大小，實(shí)現(xiàn)初步判斷最大輸出電流所處區(qū)域，一旦鎖定區(qū)域后，然后在此區(qū)域調(diào)節(jié)，以找到最大電流點(diǎn)，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，單片機(jī)會(huì)自動(dòng)調(diào)節(jié)占空比以跟蹤最大電流。

56、流程圖說(shuō)明： 程序初始化時(shí)，占空比設(shè)為50%，占空比變化的初始狀態(tài)設(shè)為遞增方式，間隙時(shí)間為5s 。進(jìn)入主循環(huán)中，先測(cè)量輸出電流，當(dāng)輸出小于1m A 時(shí)，單片機(jī)輸出固定50%的占空比，大于1m A 時(shí)，判斷并設(shè)置電路工作在升壓還是降壓模式，并在輸出電流大于400m A 時(shí)，使能TPS 2836的同步端，開(kāi)啟同步整流。 圖8.軟件流程圖 結(jié)果及分析： 測(cè)試方法、結(jié)果及分析 四、測(cè)試方法 1、測(cè)試儀器： 1） M Y-65型四位半萬(wàn)用表2）H G6333直流穩(wěn)壓電源 3） TDS1012B型數(shù)字示波器 4） FLUC K189五位半萬(wàn)用表5）B X7-14型變阻器 2、測(cè)試方案： 在本作品的測(cè)試中，

57、可充電池中的3.6V電動(dòng)勢(shì)是由H G6333直流穩(wěn)壓電源提供，Rd是1 個(gè)20W,10的水泥電阻，用于放電。如右圖9所示： 圖 9.測(cè)試方案 3、測(cè)試數(shù)據(jù)： 測(cè)試條件：（R s =100?,E s =10V 20V ，E s=3.61V） 直流輸入電壓(E s ) 10001V 12.514V 14.999V 17.518V 19.998V 直流輸出電流(I c) 59m A 94m A 135m A 184m A 235m A (E s -E c)/(R c +R s ) 63.84m A 74.70m A 113m A 138m A 163m A 表1. 電路測(cè)試結(jié)果 測(cè)試條件：（R s=

58、1?,E s=1.2V 3.6V ，E s=3.61V） 表2. 電路測(cè)試結(jié)果2 測(cè)試條件：（R s =100?,E s E S 10V ,R S =100?時(shí)，根據(jù)題目要求，I C 必須要大于E s =10V 時(shí)對(duì)應(yīng)的 (E S -E C )/(R S +R C )，即 I C 63.93m A，則20.1230.5mW c c c Pout E I I +=。同時(shí)從電源得到的最大功率P in =2/(4)c s E R =250m W ,可知效率230.5/250=92.2%。要實(shí)現(xiàn)如此高的效率最好在反激拓?fù)渲惺褂檬褂抿?qū)動(dòng)損耗小的驅(qū)動(dòng)芯片和開(kāi)關(guān)損耗小的MOS 管，在小電流時(shí)，肖特基二極管的

59、壓降很小。所以選擇導(dǎo)通壓降小的肖特基二極管1N 5822。用T PS2818做驅(qū)動(dòng)，開(kāi)關(guān)管選擇I R F7807，I R F7807的C iss =770pF,C rss =100pF ，R ds =13.5m ?，開(kāi)關(guān)頻率選擇20KHz,這樣可以使驅(qū)動(dòng)損耗、開(kāi)關(guān)導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗都比較低。 根據(jù)本題的任務(wù)可知，需要用單片機(jī)來(lái)采集和控制各種信號(hào)，又由于監(jiān)測(cè)電路工作在間歇模式，不需要實(shí)時(shí)反饋。如果使用PWM 芯片實(shí)時(shí)反饋,還不如直接用單片機(jī)直接產(chǎn)生PWM 信號(hào),就可以省去PWM 芯片的功耗。本作品選用可以在1.8V 3.6V 工作，靜態(tài)電流250A 的MSP 430單片機(jī)。 驅(qū)動(dòng)和檢測(cè)電路的總功

60、耗大約為8m W。根據(jù)反激電路的特點(diǎn)，當(dāng)電源提供的最大連續(xù)功率小于45W 時(shí)，PWM 在90%和10%之間跳變切換，周期為1s ,實(shí)現(xiàn)間歇充電。 啟動(dòng)電路：低壓?jiǎn)?dòng)可以用三 極管振蕩升壓來(lái)實(shí)現(xiàn)，電路如圖五所示，利用磁環(huán)的自飽和特性實(shí)現(xiàn)振蕩，R5為限流電阻，給基極提供初始偏置，電路能在0.7V 工作。默認(rèn)電路為使能狀態(tài)，當(dāng)反激電路正常工作以后，由反激輸出為單片機(jī)供電，這時(shí)可以由單片 機(jī)將使能關(guān)掉。 圖五 啟動(dòng)電路 3、電路與程序設(shè)計(jì)電路與程序設(shè)計(jì)： 硬件電路設(shè)計(jì)硬件電路設(shè)計(jì) 主電路的設(shè)計(jì)：設(shè)定開(kāi)關(guān)頻率為20KHz,比較適合單片機(jī)的工作頻率，選用 I R F7807做為開(kāi)關(guān)管。 根據(jù)題目要求，本設(shè)