基于svpwm逆變器的直軸和交軸用量控制

基于svpwm逆變器的直軸和交軸用量控制

0電網(wǎng)電流解耦控制方法近年來，隨著污染日益嚴重和石化能源的缺乏，太陽能、電池、太陽能等可支配能源的清潔安全、無污染、可再生等特點已成為研究的熱點。太陽能電池和燃料電池等的輸出為直流電,風力發(fā)電機的輸出為頻率隨風速變化的交流電,而電網(wǎng)電壓為恒定的交流電,因此,并網(wǎng)逆變器成為分布式發(fā)電系統(tǒng)中的重要組成部分?；贚CL濾波和空間矢量脈沖寬度調制(SVPWM)的并網(wǎng)逆變器由于具有直流電壓利用率高、電網(wǎng)電流總諧波畸變率(THD)低、無靜差調節(jié)、直軸和交軸電流可實現(xiàn)解耦控制等優(yōu)點在中、大功率場合得到廣泛應用。但傳統(tǒng)SVPWM控制方法是通過電網(wǎng)電流的交軸和直軸分量分別乘以總濾波電感感抗后注入直軸和交軸電流控制器實現(xiàn)解耦控制的,因此,若電網(wǎng)電流存在諧波,將導致電網(wǎng)電流交軸和直軸分量脈動相互影響,進一步降低了電網(wǎng)電流波形質量。此外,當電網(wǎng)參考電流變化時,三相橋臂的直軸和交軸參考電壓無法直接反映電網(wǎng)參考電流的變化,從而導致系統(tǒng)動態(tài)響應速度變慢。基于上述原因,本文研究了一種三相SVPWM并網(wǎng)逆變器的改進解耦控制方法。該解耦控制方法將電網(wǎng)參考電流的直軸和交軸分量分別代替電網(wǎng)電流控制器解耦分量中電網(wǎng)電流的直軸和交軸分量。本文詳細闡述了三相SVPWM并網(wǎng)逆變器的傳統(tǒng)解耦控制方法(以下簡稱傳統(tǒng)控制方法)和改進解耦控制方法(以下簡稱改進控制方法)的工作原理,并以一臺15kVA三相SVPWM并網(wǎng)逆變器為例進行了實驗驗證。1交軸分量的傳統(tǒng)解耦控制方法分析圖1是傳統(tǒng)控制方法下三相SVPWM并網(wǎng)逆變器的系統(tǒng)框圖。圖1中:PLL為鎖相環(huán);ω為電網(wǎng)電壓角頻率;Uin為輸入電壓;L1和L2分別為逆變器側和網(wǎng)側的濾波電感;Cf為輸出濾波電容;iga,igb,igc分別為A,B,C相的電網(wǎng)電流;uga,ugb,ugc分別為A,B,C相的電網(wǎng)電壓;ugd和ugq分別為電網(wǎng)電壓經(jīng)過abc/dq變換后的直軸和交軸電壓;ud*和uq*分別為逆變器三相橋臂輸出的直軸和交軸參考電壓;i*gd和i*gq分別為電網(wǎng)參考電流的直軸和交軸分量(由機柜的控制面板產(chǎn)生),參考方向如圖1所示。分析之前作如下假設:(1)所有功率開關管均為理想器件,忽略死區(qū)時間;(2)所有電感和電容均為理想元件,且三相參數(shù)相同;(3)電網(wǎng)電壓為三相對稱的純正弦波;(4)輸入電壓大于電網(wǎng)電壓的峰值。由于LCL濾波器和單L濾波器低頻特性相同,因此,基于LCL濾波器的三相并網(wǎng)逆變器在低頻段可看做是基于單L濾波器的三相并網(wǎng)逆變器,從而由圖1可得LCL濾波器三相并網(wǎng)逆變器在dq旋轉坐標系下的三相橋臂輸出的直軸和交軸電壓ud和uq分別為:式中:igd和igq分別為電網(wǎng)電流經(jīng)過abc/dq變換后的直軸和交軸電流;L=L1+L2。由式(1)和式(2)可知,為了實現(xiàn)直軸和交軸電流的解耦控制,應在直軸和交軸電流比例—積分(PI)調節(jié)器的輸出上分別加上-ωLigq和ωLigd。由圖1可得傳統(tǒng)控制方法的解耦原理框圖,如圖2所示。由圖2可得傳統(tǒng)控制方法下的ud*和uq*分別為:式中:Δud和Δuq分別為直軸和交軸電網(wǎng)電流PI調節(jié)器的輸出。由圖2可知,傳統(tǒng)控制方法是通過電網(wǎng)電流交軸和直軸分量igq和igd分別乘以總濾波電感感抗后注入直軸和交軸電流控制器實現(xiàn)解耦控制的。因此,若電網(wǎng)電流存在諧波,則igd和igq存在脈動,使得解耦分量-ωLigq和ωLigd也含有脈動,導致ud*和uq*含有脈動,從而進一步加大了igd和igq的脈動,降低了電網(wǎng)電流波形質量。此外,當i*gd和i*gq變化時,由于ud*和uq*分別受解耦分量-ωLigq和ωLigd的影響,無法直接反映電網(wǎng)參考電流的變化,使得ud*和uq*變化緩慢,導致系統(tǒng)動態(tài)響應速度慢。2改進控制方法圖3是改進控制方法的解耦原理框圖,參數(shù)定義同圖1。該控制方法將i*gd和i*gq分別代替電網(wǎng)電流控制器解耦分量中的igd和igq,則由圖3可得改進控制方法下的ud*和uq*分別為:改進控制方法與傳統(tǒng)控制方法相比具有以下特點。12動態(tài)響應速度改進控制方法由于解耦分量引入的是i*gq和i*gd,直接反映電網(wǎng)參考電流的變化,從而提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。2igd和igq的脈動比改進控制方法的計算當igd和igq存在脈動時,igd和igq可分別等效為:式中:珓igd和珓igq分別為igd和igq中的脈動量。由式(3)—式(8)可得傳統(tǒng)控制方法下的ud*和uq*比改進控制方法增加的三相橋臂直軸和交軸參考電壓脈動(珘ud*和珘uq*)分別為:由式(9)和式(10)可知,傳統(tǒng)控制方法中珘ud*和珘uq*分別含有解耦分量中的珓igq和珓igd,從而導致igd和igq的脈動分量相互影響,降低了電網(wǎng)電流的波形質量;而改進控制方法中解耦分量所含的是i*gq和i*gd,不存在電網(wǎng)電流的脈動分量,則igd和igq的脈動分量不會相互影響。由上述分析可知,傳統(tǒng)控制方法下igd和igq的脈動比改進控制方法的大。由假設(3)可得ugq=0,從而由瞬時功率理論可得:式中:p和q分別為瞬時有功和無功功率;p*和q*分別為瞬時參考有功和無功功率。由前面的分析可知,由于傳統(tǒng)控制方法下igd和igq的脈動比改進控制方法大,因此,由式(11)和式(12)可知,傳統(tǒng)控制方法下p和q的脈動比改進控制方法大。由于igd和igq在穩(wěn)態(tài)時可近似認為恒定的直流,因此,igd和igq的導數(shù)都為0,從而由ugq=0、式(1)、式(2)、式(11)和式(12)可得:由式(15)和式(16)可知,當ugd恒定時,ud為ugd加上與無功功率成比例的量,uq與有功功率成正比。3實驗4:不同控制方法下的電流thd為了驗證理論分析,研制了一臺15kVA的三相SVPWM并網(wǎng)逆變器的原理樣機。實驗參數(shù)如下:輸入電壓為700V;電網(wǎng)相電壓和頻率分別為240V/50Hz(實驗中其THD為0.5%);逆變器側電感和網(wǎng)側電感分別為1.8mH和1.5mH;輸出濾波電容為20μF;開關頻率為5kHz。表1是傳統(tǒng)和改進控制方法在滿載情況下的電網(wǎng)電流THD。由表1可知,傳統(tǒng)控制方法下的電網(wǎng)電流THD比改進控制方法下的高。主要原因是改進控制方法下igd和igq的脈動分量不會相互影響,而傳統(tǒng)控制方法下igd和igq的脈動分量會相互影響。圖4是滿載情況下uga,iga,igb,igc的實驗波形。由圖4可知,改進控制方法下的電網(wǎng)電流波形質量比傳統(tǒng)控制方法下的高。因此,實驗結果驗證了理論分析。ud*,uq*,p,q由滿載到空載再由空載到滿載的實驗波形見附錄A圖A1。可知,在純阻性、純感性和純?nèi)菪载撦d下,2種控制方法都實現(xiàn)了直軸和交軸的解耦控制,但傳統(tǒng)控制方法的直軸和交軸參考電壓ud*和uq*的脈動比改進控制方法大,傳統(tǒng)控制方法p和q的脈動比改進控制方法大。因此,實驗結果驗證了理論分析。ud*,uq*,p,q由空載到滿載的動態(tài)響應實驗波形見附錄A圖A2。結合式(3)—式(6)可得到如下結論。1ud#都正飽由式(13)可知,純阻性負載下i*gd為正值,則i*gd由0突變至正額定值,使得電網(wǎng)電流d軸分量的PI調節(jié)器正飽和,從而導致2種控制方法下ud*都正飽和。對于電網(wǎng)電流q軸分量的控制器,i*gq不變,由于輸出濾波電感的存在,igq在i*gd突加瞬間不會突變,則其PI調節(jié)器輸出不變。傳統(tǒng)控制方法下,由于q軸解耦分量為ωLigd,則uq*緩慢增加,導致動態(tài)響應速度慢;改進控制方法下,由于q軸解耦分量為ωLi*gd,則uq*突加到給定值,提高了動態(tài)響應速度。2uq#都負飽由式(14)可知,純感性負載下i*gq為負值,則i*gq由0突變至負額定值,使得電網(wǎng)電流q軸分量的PI調節(jié)器負飽和,從而導致2種控制方法下uq*都負飽和,即降為0(由于最小值限幅為0)。對于電網(wǎng)電流d軸分量的控制器,i*gd不變,由于輸出濾波電感的存在,igd在i*gq突減瞬間不會突變,則其PI調節(jié)器輸出不變。傳統(tǒng)控制方法下由于d軸解耦分量為-ωLigq,則ud*緩慢增加,動態(tài)響應速度慢;改進控制方法下由于d軸解耦分量為-ωLi*gq,則ud*突加至給定值,提高了動態(tài)響應速度。3d軸分量的動態(tài)特性由式(14)可知,純?nèi)菪载撦d下i*gq為正值,則i*gq由0突變至正額定值,使得電網(wǎng)電流q軸分量的PI調節(jié)器正飽和,從而導致2種控制方法下uq*都正飽和。需要說明的是:由式(15)和式(16)可知,ud*為ugd加上與無功功率成正比的量,uq*與有功功率成正比,因此為了限制有功功率,uq*的飽和值小于ud*的飽和值。對于電網(wǎng)電流d軸分量的控制器,與純感性突加負載情況相同,其PI調節(jié)器輸出不變。傳統(tǒng)控制方法下由于d軸解耦分量為-ωLigq,則ud*緩慢減小,動態(tài)響應速度慢;改進控制方法下由于d軸解耦分量為-ωLi*gq,則ud*突減至給定值,提高了動態(tài)響應速度。ud*,uq*,p,q由滿載到空載的動態(tài)響應實驗波形見附錄A圖A3。結合式(3)—式(6)可得上述類似的結論,不同的是突加負載下的ud*和uq*與突卸負載的變化方向相反。