基于單片機的逆變器的設計

1、 學校代碼： 11059 學 號： hefei university 畢業(yè)設計（論文）bachelor dissertation論文題目： 基于單片機的逆變器的設計 學位類別： 工 學 學 士 年級專業(yè)（班級）： 09自動化(1)班 作者姓名： 導師姓名： 完成時間： 2013年5月21日 基于單片機的逆變器的設計中 文 摘 要電力系統(tǒng)變電站和調度所的繼電保護和綜合自動化管理設備有的是單相交流供電的，其中有一部分是不能長時間停電的。普通ups設備因受內置蓄電池容量的限制，供電時間比較有限，而直流操作電源所帶的蓄電池容量一般都比較大，所以需要一套逆變電源將直流電逆變成單相交流電。隨著電力電子技術

2、的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應用在各個領域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質量也提出了越來越高的要求。對逆變器輸出波形質量的要求主要包括兩個方面：一是穩(wěn)態(tài)精度高；二是動態(tài)性能好。因此，研究開發(fā)既簡單又具有優(yōu)良動、靜態(tài)性能的逆變器控制策略，已成為電力電子領域的研究熱點之一。應用模擬電路控制逆變電源的技術已經(jīng)發(fā)展多年，但是它仍存在著諸如電路結構復雜、抗干擾能力弱和調試困難等缺點。隨著高性能微處理器的出現(xiàn)，使得逆變電源的數(shù)字化控制成為現(xiàn)實。數(shù)字控制技術能夠簡化電路，克服溫漂，是逆變電源的發(fā)展趨勢。本文順應這種趨勢設計了一臺基于單片機控制的高頻鏈正弦波逆變電源。文章首先闡述了逆變

3、技術的研究背景和發(fā)展歷程，同時著重介紹了逆變器數(shù)字控制技術的應用前景，提出了本課題的主要研究內容；其次，介紹了逆變系統(tǒng)方案選擇與設計部分，分析與比較了幾種具有代表性的逆變器系統(tǒng)結構及其控制策略的優(yōu)缺點；最后，對逆變電源各個關鍵工作點的波形以及在不同負載情況下的最終輸出波形進行測試分析。實驗結果表明，本電源基本達到了設計指標的要求。關鍵詞：高頻鏈逆變電源；高頻變壓器；spwm；反饋控制；單片機design of sinusoidal inverter power supply based on microcontrollerabstractwith the continuing developm

4、ent of electronic technology, inverter power supplies are widely used. analog control inverter technology has been developed for many years, but there are also some shortcomings, such as circuit complexity, weak anti-interference ability and so on. with the emergence of high-performance microprocess

5、ors, making the digital control of inverter become a reality. digital control technology can simplify the circuit and overcome temperature drift. it is the development trend of power inverter. response to this trend, in this thesis we designed a microcontroller-based chain of high frequency sine wav

6、e inverter.the emergence and development of link invert technology is introduced in this paper first. while highlighting the application prospect of digital control technology in inverter, presented the main contents of this thesis. analysis and compare the advantages and disadvantages of several re

7、presentative inverter system structure and control strategy in the electrical way design part. we choose single-pole spwm control unidirectional high-frequency link inverter which is easy to realize. then the electrical way of whole system is determined. the principle of push-pull circuit structure

8、is analysised in the design part of dc-dc push-pull step-up. then calculate the parameters of mosfet, rectifier diode and output filter to select the appropriate devices. design the isolated voltage feedback circuit based on tlp250.in the high frequency transformer design part, through formula calcu

9、lated we can derivate the maximum power capacity of the core, first-class turns ratio and winding specifications. in the part of dc-ac, including hardware design and software design. in the hardware design, we described the principle of full-bridge dc-ac inverter topology and design rcd uptake buffe

10、r circuit, after class output filter, over-current protection circuit and voltage sample conditioning circuit. in part of software design, atmega128 microcontroller is used to implement the control function in the inverter power supply so digital control both of the generation of spwm signal and neg

11、ative feedback control is realized.key word: mcu; inverter; tds2285; negative feedback control; spwm2目 錄第一章 前言11.1概述11.2逆變技術的發(fā)展方向21.2.1半導體功率器件的發(fā)展21.2.2提高逆變器的效率21.2.3提高逆變器的工作可靠性和emc性能31.3數(shù)字控制逆變器的研究現(xiàn)狀31.4本文的主要研究內容3第二章 逆變系統(tǒng)方案的選擇及設計42.1現(xiàn)有逆變方案對比42.1.1低頻鏈逆變系統(tǒng)42.1.2高頻鏈逆變器52.2單向電壓源高頻鏈逆變器實現(xiàn)方案62.2.1 dc-dc變換器7

12、2.2.2 dc-ac逆變器92.3逆變系統(tǒng)控制策略102.3.1 spwm波的實現(xiàn)方法102.3.2 spwm的控制方式112.4本章小結12第三章 逆變器前級dc/dc推挽升壓133.1推挽電路結構原理分析133.2 dc-dc推挽主電路參數(shù)的計算143.2.1功率開關管的選擇143.2.2整流二極管的選取153.2.3前級輸出濾波器的設計153.3前級dc-dc控制電路設計153.3.1 atmega128l功能簡介153.3.2 基于atmega128l單片機的pwm波的生成163.4高頻變壓器的設計183.4.1磁芯幾何尺寸的確定183.4.2變壓器線圈匝數(shù)的計算203.5本章小結2

13、1第四章 逆變器后級dc/ac單相全橋逆變224.1 dc-ac主電路結構分析224.2 dc-ac電路參數(shù)計算244.2.1開關頻率的選擇244.2.2逆變電路功率開關管的選用244.2.3吸收緩沖電路的設計254.2.4后級輸出濾波器的設計264.3 swpm波生成及驅動電路的設計284.3.1 swpm波的生成284.3.2驅動電路的設計294.3.3死區(qū)時間電路的設計314.4輔助電路設計314.4.1后級過流保護電路314.4.2電壓采集調理電路324.4.3輔助電源電路324.5本章小結33第五章 實驗結果分析345.1前級dc-dc驅動波形分析345.2后級dc-ac驅動波形分析

14、345.3系統(tǒng)輸出電壓及效率355.4硬件電路外觀375.5本章小結39第六章 結論40參考文獻41附 錄42原理圖42部分程序43致 謝51第一章 前言1.1概述電能變換的類型有四種：dc-dc變換器，它是將一種直流電能變換為另一種直流電能的變換器；dc-ac變換器，它是將直流電能變換為交流電能的變換器，這種交流裝置稱為逆變器；ac-dc變換器，它是將交流電能變換為直流電能的變換器；ac-ac變換器，它是將一種交流電能變換為另一種交流電能的變流器1。在逆變器未出現(xiàn)以前，dc-ac變換時通過直流電動機-交流發(fā)電機組來實現(xiàn)的，這種組合稱為旋轉變流機。隨著電力電子技術的高速發(fā)展，大功率開關器件和集

15、成控制電路的研發(fā)成功，利用半導體技術就可以完成dc-ac變換，這種變換裝置稱為靜止變流器，通常所說的逆變器均指靜止逆變器。靜止逆變器與旋轉變流機相比較，其電氣性能優(yōu)良、高效節(jié)能、可靠性高、重量輕和體積小。近來，燃料電池的發(fā)展方興未艾，超大功率dc-ac變換器必將取代旋轉變流機。現(xiàn)代逆變技術是一門集半導體器件技術、模擬電子技術和數(shù)字控制技術與一身的一門實用技術，基于這一門技術所設計的逆變電源可依照不同的標準可以分成許多種類。逆變電源的發(fā)展和電力電子器件尤其是功率開關器件的發(fā)展是密不可分的，器件的發(fā)展推動著逆變電源技術的發(fā)展。逆變電源出現(xiàn)于上個世紀六十年代，它的發(fā)展可以分為三個階段：第一代逆變電源

16、的開關器件采用的是晶閘管（scr）。它代替了變流機組，減小了逆變電源的體積，但是scr缺乏自關斷能力的缺點嚴重的阻礙了逆變電源的發(fā)展2。第二代逆變電源是采用自關斷器件作為逆變器的開關器件，從二十世紀七十年代起，功率器件技術得到了突破，自關斷器件問世，而采用自關斷器件作為開關管的逆變器性能相比于第一代有了很大的提高。由于開關器件可以自行關斷，因此省去了復雜的換流電路，既減小了成本又提高了效率。此外，在控制上，通常是采用單一的輸出電壓有效值或者平均值反饋的spwm控制技術。第三代逆變電源采用實時反饋控制技術，它是針對第二代逆變電源對非線性負載適應性不強及動態(tài)特性不好而提出來的控制技術。實時反饋控制

17、技術是近年來的研究熱點，它是新型的電源控制技術，目前仍然在不斷地完善和發(fā)展中，實時反饋控制技術種類很多，常用的幾種主要有：pid控制；重復控制；諧波補償控制；無差拍控制；單一的電壓瞬時值反饋控制；帶電流內環(huán)的電壓瞬時值反饋控制。在這個時期，各種小型化和高性能的新逆變技術層出不窮，特別是脈寬調制spwm波形改善技術得到了飛速發(fā)展4。1.2逆變技術的發(fā)展方向1.2.1半導體功率器件的發(fā)展半導體功率器件的發(fā)展推動著現(xiàn)代逆變技術的發(fā)展，功率器件的發(fā)展方向主要有：增大功率容量，提高開關頻率，實現(xiàn)多種功能集成化。根據(jù)目前在逆變電路中使用到的大功率開關器件，可以將其進行分類，如表1-1所示：表1-1大功率開

18、關器件分類類型名稱英文縮寫單極型功率場效應晶體管靜電感應晶體管mosfetsit雙極型普通晶閘管可關斷晶閘管靜電感應晶閘管大功率晶體管scrgtosithgtr復合型絕緣柵型晶體管mos控制晶體管igbtmct目前，在設計逆變電源時最常用到的開關器件為mosfet、igbt、gto、gtr等，但sit、sith、mct等新型開關器件正在研發(fā)和推廣，必將取代mosfet、igbt、gto、gtr等。1.2.2提高逆變器的效率提高效率，換一句話就是降低損耗。逆變器的損耗包括開關損耗和驅動損耗3。驅動損耗是由功率開關管的控制極特性所決定的，而開關損耗是由功率開關管的換工作方式?jīng)Q定的。在功率開關管導通

19、或關斷的過程中，開關管兩端電壓不為零，流過開關管的電流也不為零，就必將產(chǎn)生開關損耗，這就是傳統(tǒng)的硬開關技術。軟開關技術就是在電路中加入電感、電容等構成諧振電路，在功率開關管關斷后，諧振電感和電容發(fā)生諧振，使得電路中的電壓（或者電流）按正弦或準正弦的規(guī)律變化4，調節(jié)諧振電感和電容，令開關管導通時的電壓為零，關斷時的電流為零，從而實現(xiàn)零損耗開關。由于軟開關技術克服了硬開關技術損耗隨頻率提高而增加的缺點，因此可以使得逆變電源采用更高的頻率，實現(xiàn)了整個裝置的小型化、輕量化5。當前，為了提高逆變器的變換效率，軟開關技術是技術人員的研究重點，其研究的主要內容有：新型軟開關控制方式；適用于不同控制方式的控制

20、電路的集成化；變換效率高的新型軟開關電路6。1.2.3提高逆變器的工作可靠性和emc性能對于一件電子產(chǎn)品或電子系統(tǒng)來說，工作可靠性和電磁兼容性（emc）是相當重要的。由于逆變系統(tǒng)可做到超大容量，并且功率開關管的狀態(tài)變換會對電網(wǎng)和外部電子設備產(chǎn)生電磁干擾，所以，可靠性設計和emc設計顯得尤其重要，它關系著逆變技術的發(fā)展。1.3數(shù)字控制逆變器的研究現(xiàn)狀在輸出波形為正弦波的逆變器中，最常采用的控制方式是正弦脈寬調制（spwm）。而spwm控制器既可以采用模擬電路來實現(xiàn)，也可以采用數(shù)字電路實現(xiàn)。如果采用模擬電路實現(xiàn)，則存在的主要缺點有：由于電路功能的實現(xiàn)均依靠硬件來完成，故所需的元件多，成本相對較高，

21、電路設計難度大；容易受外界環(huán)境（如氣溫）所影響，調試不方便。隨著大規(guī)模集成電路和數(shù)字控制技術的發(fā)展，基于微處理器（mcu）的數(shù)字控制器在逆變電源控制系統(tǒng)中得到了越來越廣泛的應用。數(shù)字控制具有硬件電路結構簡單、抗干擾能力強、可靠性高的優(yōu)點；控制策略的改變只需通過改寫軟件來實現(xiàn)，控制靈活，調試、維護方便5。1.4本文的主要研究內容全文分六章：第一章為緒論部分。簡單介紹了逆變技術的發(fā)展歷程及發(fā)展方向，結合本文的研究方向著重地闡述了數(shù)字控制技術在逆變電源的研究現(xiàn)狀。第二章首先詳細分析與比較現(xiàn)有逆變系統(tǒng)的各種組合方案，根據(jù)設計要求選擇系統(tǒng)的硬件構架和軟件算法；然后，介紹了spwm的生成原理及控制方式，采

22、用單片機軟件直接法生成pwm波和通過反饋控制使電源輸出電壓穩(wěn)定。第三章是逆變系統(tǒng)前級推挽升壓電路的設計。本章介紹了推挽電路的工作原理，并對電路主要器件參數(shù)進行計算，同時根據(jù)設計指標對輸出濾波器和高頻變壓器進行設計。第四章主要講的是逆變系統(tǒng)后級dc-ac變換器的設計。本章首先分析了全橋逆變電路的工作原理并計算主電路器件參數(shù)；然后，設計了后級濾波器、過流保護電路等； 第五章測試與分析逆變系統(tǒng)各關鍵點的工作波形并展示了樣機實物圖。第六章主要是對本次設計的總結和設計存在的問題以及改進的方法。第二章 逆變系統(tǒng)方案的選擇及設計2.1現(xiàn)有逆變方案對比根據(jù)設計要求：輸入電壓dc30v50v，輸出電壓ac220

23、v，50hz。這種正弦波輸出逆變器的輸入電壓變化范圍較寬，而其輸出則要求是穩(wěn)壓的。因此，該逆變電源的逆變電路必須有一個升壓的過程。能將直流電能轉化為目標交流電能的逆變系統(tǒng)有許多構架方案，各種構架在不同的應用場合下具有不同的優(yōu)點，下面將對目前常用的逆變系統(tǒng)方案進行分析對比。2.1.1低頻鏈逆變系統(tǒng)低頻鏈逆變器的電路結構框圖如圖2-1所示：圖2-1低頻鏈逆變器的電路結構框圖從圖中可以看出，低頻鏈逆變器的功率變換方式為dclfac，電路由直流電源、輸出濾波器、工頻逆變器、功率變壓器和輸出濾波器等組成。它的特點是擁有用于電氣隔離和給定電壓比的變壓器，其工作頻率等于輸出電壓頻率。在低頻鏈逆變器當中，按所

24、采用的電路拓撲結構又可以分為許多種類，其中，以全橋式工頻逆變器最為常用，其電路結構圖如圖2-2所示：圖2-2全橋式工頻逆變器圖中，橋對角的兩個功率開關管為一組，即m1和m4為一組，m2和m3為一組。若采用雙極性spwm調制法驅動的話，則每組的功率開關管同時導通或關斷，兩組功率開關管輪流變換狀態(tài)，驅動每一組開關管導通的信號的脈寬是隨著正弦波變化的脈沖波，即spwm波。經(jīng)過調制之后，可以將電源提供的低壓直流電逆變成同等幅值的spwm波，再經(jīng)過工頻變壓器進行升壓，濾波之后得到我們所需的交流電。這種逆變器電路拓撲結構簡單、技術成熟，性能可靠，目前仍有比較廣泛的應用，但是由于工頻變壓器的存在，使得低頻鏈

25、逆變器的體積大、重量重、成本高、音頻噪聲很大。所以，要實現(xiàn)逆變器的小型化、輕量化，就必須采用新的逆變技術。2.1.2高頻鏈逆變器高頻鏈逆變器的工作頻率高，相對于低頻鏈逆變器而言，變壓器的體積可以做得很小，減輕了重量，也實現(xiàn)了逆變電源前級dc-dc變換器與后級dc-ac逆變器之間的電氣隔離6。使得高頻逆變電源也可以應用在汽車，航天等對電源的體積和重量有嚴格要求的領域。這一逆變技術是一名叫espelage的德國學者在1977年首先提出來的，而在1980年，mr.jalade從另一個角度闡述了高頻鏈逆變系統(tǒng)的拓撲結構，他將高頻鏈逆變器分為兩大類：電壓源（buck mode）和電流源(buck-boo

26、st mode)，由于本課題所研究的逆變器輸入源為電壓源，故在此只討論電壓源型逆變器。電壓源高額鏈逆變器按照功率的傳輸方向又可分為兩大類：單向型(unidirectional power flow mode)和雙向型(bi-directional power flow mode)。1)單向電壓源高頻鏈逆變器圖2-3給出了單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結構。電路由輸入濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流濾波電路、pwm逆變器和輸出濾波器等組成。從電路結構圖可以看出，單向電壓源高頻鏈逆變器主要包括兩大部分：從輸入濾波器到高頻整流濾波電路，即dc-hfac-dc為一個dc-dc變換器；從高頻整流濾

27、波電路到輸出濾波器，即dc-lfac為一個dc-ac變換器。圖2-3單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結構2)雙向電壓源高頻鏈逆變器如圖2-4所示為全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器的電路結構：圖2-4全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器該結構式目前較為常用的一種功率雙向式傳輸?shù)哪孀兤鹘Y構。從圖中可以看出，它主要是由輸入、輸出濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、頻率變換器等組成。其中輸入級的四個功率管組成橋式逆變器，用于調制輸入電壓，使其變成不含調制波頻率的雙極性spwm波，經(jīng)過高頻變壓器進行隔離、升壓，再經(jīng)過后級整流濾波，實現(xiàn)dc-ac。該雙向電壓源高頻鏈逆變器具有以下特點：只需要兩級功率變換(dc-hfa

28、c-lfac)；雙向傳輸功率(dc-hfac-lfac和lfac-hfac-dc)；若頻率變換器采用傳統(tǒng)的pwm技術，在換流時會出現(xiàn)電壓過沖現(xiàn)象。為了避免電壓過沖，需要采用緩沖電路或有源電壓鉗位電路，從而增加了電路的復雜性7。通過上面對兩種逆變方案的分析和對比可以看出，每種設計方案都有其各自的應用場合。雙向電壓源高頻鏈逆變器應用于需要雙向傳輸功率的場合，如ups（不間斷電源）。逆變器并接在市電電網(wǎng)上，正常情況下，電網(wǎng)一方面給交流負載供電，另一方面按lfac-hfac-dc給逆變器直流側的蓄電池充電；在市電電網(wǎng)出現(xiàn)故障時，逆變器按dc-hfac-lfac給交流負載供電。單向電壓源高頻鏈逆變器只能

29、單向傳輸功率，即dc-hfac-dc-lfac，和雙向逆變器相比，雖然多了一級功率變換，但卻省去了緩沖電路和有源電壓鉗位電路，電路結構相對來說要簡單得多，所以非常適用于不需要雙向功率傳輸?shù)膱龊?，如只由蓄電池或太陽能電池等低壓直流電源提供電能的情況下。本文所要設計的逆變電源由蓄電池進行供電，不需要和電網(wǎng)進行并接，同時考慮到成本和實現(xiàn)的難易程度，選擇了單向電壓源高頻鏈逆變器作為本文的設計方案。2.2單向電壓源高頻鏈逆變器實現(xiàn)方案通過上一小節(jié)的分析得知單向高頻鏈逆變器主要由dc-dc變換器和dc-ac變換器組成，而這兩個變換器又各自有多種電路拓撲結構，本節(jié)將分析各種組成方案的優(yōu)缺點。2.2.1 dc

30、-dc變換器dc-dc變換器電路拓撲結構有很多種，最常用的有推挽式、半橋式和全橋式。2.2.1.1推挽式變換器圖2-5推挽式dc-dc變換器圖中兩個開關管輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度很高，電壓輸出特性很好8。推挽式變換器的兩個開關器件有一個公共接地端，因此驅動電路簡單，另外，推挽式變換器是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，它的主要缺點是兩個開關器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，在高輸入電壓的情況下，很少使用這種電路拓撲結構。2.

31、2.1.2半橋式變換器半橋式dc-dc變換器的電路結構圖如圖2-6所示：圖2-6半橋式dc-dc變換器半橋式變換器與推挽式變換器一樣，兩個開關管輪流交替工作，相當于兩個開關電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關電源輸出功率的兩倍。半橋式變換器最大的優(yōu)點是，對兩個開關器件的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關器件的耐壓要求可以降低一半。因為，半橋式變壓器開關電源兩個開關器件的工作電壓只有輸入電源電壓vin的一半，其最高耐壓等于工作電壓與反電動勢之和，大約是電源電壓的兩倍9。半橋式變換器的缺點有：電源利用率比較低，變壓器原邊電壓僅為vin/2；開關器件連接沒有公共地，驅動信號連接比較麻煩；當兩個控

32、制開關處于交替轉換工作狀態(tài)的時候，由于電容充放電需要一個過程，兩個開關器件會同時出現(xiàn)一個很短時間的半導通區(qū)域，此時，在兩個控制開關的串聯(lián)回路中將出現(xiàn)很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器輸送給負載，因此兩個開關管將會產(chǎn)生很大的功率損耗。2.2.1.3全橋式變換器全橋式dc-dc變換器的電路結構圖如圖2-7所示：圖2-7全橋式dc-dc變換器全橋式變換器最大的優(yōu)點是，對四個開關管的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關管的耐壓要求低一半。因為，全橋式變壓器開關電源四個開關器件分成兩組，工作時兩個開關器件互相串聯(lián)，關斷時，每個開關器件所承受的電壓，只有單個開關器件所承受電壓的一半。但由于因為兩組開關器件

33、互相串聯(lián)，兩個開關器件接通時總的電壓降要比單個開關器件接通時的電壓降大一倍，因此電源利用率比推挽式要低一些，損耗也要大一些；另外，全橋式變換器中的四個開關器件連接沒有公共地，與驅動信號連接比較麻煩，增加了電路的復雜性。經(jīng)過上述對dc-dc變換器的三種電路拓撲結構的對比和分析，可以看出半橋式和全橋式變換器更適合應用在高電壓輸入得場合，而本設計的輸入電壓為30v50v(實際輸入48v)直流電，所以本設計選擇推挽式拓撲結構。2.2.2 dc-ac逆變器常用的單相dc-ac逆變電路拓撲結構和dc-dc變換器一樣，有：推挽式、半橋式和全橋式。由于我們整體的設計方案是需要把48v直流電轉變成為220v，5

34、0hz的交流電，為滿足電壓輸出要求，綜合考慮了開關管、變壓器等損耗，dc-dc變換器需要將48v直流電壓升壓到360v或者720v的高壓直流電，而這個高壓直流電將作為dc-ac變換器的輸入電壓。結合上一小節(jié)的分析可以知道，推挽式拓撲結構不適合應用于高電壓輸入的場合，因此我們將在半橋式和全橋式結構當中選擇一種作為本文dc-ac變換器部分的設計方案。半橋式逆變器對輸入電源電壓的利用率比全橋式逆變器要低很多，只有0.5，而全橋式逆變器則幾乎為1。若采用半橋式結構，要使逆變器輸出220v交流電，需要的輸入電壓為760v，這個電壓是由前級dc-dc變換器來提供的，這就使得前級高頻逆變器要有很高的匝數(shù)比，

35、在輸出功率一樣的時候，變壓器初級的輸入電流是全橋式逆變器的兩倍。過大的電流將會造成較大的損耗，影響整機的效率；而且，變壓器的原邊繞組也需要更粗的線徑，加大了變壓器繞線的難度。綜上所述，dc-ac逆變器采用全橋式拓撲結構。至此，整個逆變系統(tǒng)的硬件設計方案已經(jīng)確定：前級dc-dc變換器采用推挽式電路，后級dc-ac逆變器采用全橋式拓撲結構。整個系統(tǒng)的硬件結構如圖2-8所示：圖2-8系統(tǒng)硬件電路圖2.3逆變系統(tǒng)控制策略脈沖寬度調制（pwm:pulse width modulation）是德國學者a.schonung和h.stemmler在1964年率先提出的思想，他們把通訊技術中的調制技術應用于交流

36、傳動中，開創(chuàng)了dc-ac技術研究的新領域。把正弦信號作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過調制得到pwm波，因為調制信號為正弦信號，所以此時的pwm波也叫做spwm波。在spwm信號輸出端加適當?shù)臑V波器就可以恢復出原調制正弦波信號。通過調節(jié)pwm波的占空比和基波頻率就可以很方便的調節(jié)輸出信號的幅度和頻率10。2.3.1 spwm波的實現(xiàn)方法spwm控制脈沖可以通過模擬法和軟件法兩種方法實現(xiàn)。由于模擬法存在所需的元件較多、設計難度大、系統(tǒng)容易受外界因素影響等缺點，故本文將采用單片機編寫軟件的方法來生成spwm波。軟件法生成spwm波主要有：自然采樣法、規(guī)則采樣法和直接法。經(jīng)過理論分析后知自

37、然采樣法和直接等效法相對于規(guī)則采樣法來說諧波較小，而又因為自然采樣法的實現(xiàn)需要花費單片機大量的時間來運算及占用大量的內存。所以本文采用直接法實現(xiàn)spwm波。直接法也叫做面積等效法或沖量法，只需要知道載波周期就可以計算出脈沖的寬度，如圖2-9所示：圖2-9直接法生成spwm波把正弦半波分為n等份，則每一等份的寬度為/n弧度11。根據(jù)pwm原理，每一等份都可以用與其面積相等的矩形脈沖來代替，設定這些脈沖是等幅不等寬，則由這n個脈沖所組成的序列與正弦半波是等效的，脈沖的寬度和開關管的開關時刻是對應的，可以由下面的數(shù)學推導得到。圖中，當t位于到區(qū)間內時，所對應的面積為：假設調制度為m，脈沖序列的幅度為

38、，則有，第k份正弦波面積所對應的脈沖寬度面積。根據(jù)pwm的基本原理知，可得：2.3.2 spwm的控制方式隨著逆變器控制技水的發(fā)展電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的變壓、變頻控制方法。目前采用較多的是正弦脈寬調制技術即spwm控制技術。spwm正弦脈寬調制可分為雙極性調制方式、單極性調制方式和單極性倍頻調制方式。1)雙極性spwm調制在雙極性控制方式中，載波（三角波）在調制波半個周期內是在正負兩個方向變化，所得到的pwm波形也正負兩個在方向變化，圖2-10為雙極性pwm調制。在雙極pwm調制方式中，同一橋臂上下兩個功率開關的驅動信號是互補的信號，但實際上為了防止同一橋臂上下兩個功率開關直通而造成短路，在

39、兩個信號中間加入死區(qū)，死區(qū)時間大小主要由功率開關器件的關斷時間決定，死區(qū)時間將會給輸出的spwm波形帶來影響，使其偏離正弦波。圖2-10雙極性spwm控制示意圖2)單極性spwm調制單極性調制方式與雙極性調制方式不同的是，單極性調制方式的特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗。單極性pwm控制方式如圖2-11所示，單極性調制中，逆變器同一橋臂的上部功率開關管和下部功率開關管在調制波（輸出電壓基波）的半周期內僅有一個功率開關管多次開通和關斷?？梢娫谙嗤妮d波頻率下，單極性調

40、制方式比雙極性調制的開關損耗要低，故本文采取單極性spwm調制方式。圖2-11單極性spwm控制示意圖2.4本章小結本章首先對低頻鏈和高頻鏈逆變構架方案進行詳細的分析與比較，確定高頻鏈逆變系統(tǒng)更符合本設計的要求；再接著分析高頻鏈逆變器硬件構架中各種組合方案的優(yōu)缺點，得到的結論是：前級dc-dc變換器采用推挽式升壓結構，后級dc-ac逆變器采用全橋拓撲結構的單向電壓源高頻鏈逆變器具有結構簡單、重量輕、體積小等優(yōu)點；最后介紹了幾種spwm生成原理及控制方式，并采用單極性控制方式。第三章 逆變器前級dc/dc推挽升壓3.1推挽電路結構原理分析dc-dc推挽升壓電路原理圖如圖3-1所示，可以看出主要由

41、輸入推挽主電路、高頻變壓器、輸出整流電路和輸出濾波器五部分組成。圖3-1推挽式升壓電路原理圖電路中兩個控制開關m1和m2輪流交替工作，將使變壓器的次級產(chǎn)生一個交流方波，因為m1、m2的導通時間一般是相同的，所以其電壓波形非常對稱，如果開關管的占空比都是50%的話，電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應速度很高，電壓輸出特性很好。電路中接有儲能濾波電容c，儲能濾波電容會對輸出電壓的脈動電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓uo不會出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值up就可以認為是半波平均值upa，其值略大于正激輸出nui，n為變壓器次級線圈n3繞組與初級線圈n1繞組

42、或n2繞組的匝數(shù)比。因為帶隔離變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。所以，推挽式dc-dc變換器的輸出電壓uo，約等于高頻變壓器次級線圈n3繞組產(chǎn)生的正激式輸出電壓up或up-的半波平均值upa或upa-： m1導通期間；或m2導通期間。以上式子中，uo為推挽式dc-dc變換器經(jīng)過整流未經(jīng)過濾波的輸出電壓，n為高頻變壓器次級繞組與初級繞組的匝數(shù)比，ui為高頻變壓器初級線圈n1繞組或n2繞組的輸入電壓。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個方波。3.2 dc-dc推挽主電路參數(shù)的計算3.2.1功率開關管的選擇推挽式變換器是開關電源最經(jīng)典的拓撲結構之

43、一，然而輸出功率大幅增加時，就會因為兩個開關管的存儲時間和導通壓降不一樣而導致磁通不平衡，如此工作幾個周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當相應的開關管再次導通時，開關管將承受很大的電流而導致開關管損壞。而如果開關管采用的是mosfet管，則這個問題就沒那么嚴重。首先，mosfet沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關管導通時間相等；其次，mosfet管導通壓降隨溫度升高而增加的特性特供了負反饋作用，有助于糾正磁通不平衡的問題，故本方案采用的是mosfet管12。1)額定電壓由電路工作原理可知:功率開關管的最大應力為2vin，考慮到輸入電壓為30v5

44、0v（實際使用電壓40v)，由推挽電路的工作原理可以知道，mosfet管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓40×1.5=60v，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設計，選用80v耐壓的mosfet開關管。2)額定電流直流電源向dc-dc環(huán)節(jié)流過mosfet管的最大電流可以由以下公式計算：式中，為前級最大輸入電流，即mosfet管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比?？紤]到綜上的計算選用選取的mosfet管為ru190n08，該管的主要參數(shù)如下：；。 3.2.2整流二極管的選取推挽式變換器整流二極管應當具備正向導通電壓低、反向恢復時間短和反向漏電流小等特點，變壓器副邊為全橋整

45、流電路，加在整流二極管上的反向電壓為v，整流管上承受的最大反向電壓v=400v（直流側最高電壓）。在整流開關時有一定的電壓振蕩，因此要考慮1.5倍裕量,則額定電壓為400×1.5=600v本設計的逆變電源開關頻率為31khz，輸出為220v的正弦波，其峰值電壓約為311v，假設系統(tǒng)后級的逆變效率為86%，則可以計算出前級dc-dc變換器輸出的電壓為360v，功率為220w，輸出電流有效值約為1a?；诎踩慕嵌瘸霭l(fā)，本方案選用超快恢復型二極管rhrp15120，其反向耐壓為1200v，正向平均電流15a，反向恢復時間65ns，滿足設計要求。3.2.3前級輸出濾波器的設計本文設計的輸出

46、濾波器采電容濾波方案。電容c具有隔直流通交流的特點，當輸出電壓經(jīng)過由電容c濾波電路后，改變了交直流分量的比例，從而得到紋波小的直流電壓。輸出電容co的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關系，紋波的大小是由輸出電容的esr（等效串聯(lián)電阻ro）來決定的，假設紋波電壓峰峰值為vr，則它們的關系為：式中，di是所選的電感電流紋波的峰峰值。另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內，其的值基本不變，范圍是。因此可選為假設，代入數(shù)據(jù)得，在設計當中選用的是330uf/450v的電解電容。3.3前級dc-dc控制電路設計3.3.1 atmega128l功能簡介atmel公司于1997年研發(fā)并推出了全新配置的

47、、采用精簡指令集rlsc結構的新型單片機，簡稱avr單片機。atmega128l是一款基于avrrisc、低功耗 coms的8位單片機，由于在一個時鐘周期內執(zhí)行一條指令，atmega128l可以達到接近1mips/mhz。atmega128l具有以下特點:128kb字節(jié)的在線編程/應用編程(jtag /isp)flash程序存儲器，512字節(jié)ezprom，1k字節(jié)sram，32個通用工作寄存器，48個通用i/o口，兩個具有獨立的預分頻器和比較器功能的8位定時器/計數(shù)器，兩個具有預分頻器、比較功能和捕捉功能的16 位定時器/計數(shù)器具有獨立預分頻器的實時時鐘計數(shù)器，兩路8 位pwm，6路分辨率可編

48、程（2 到16 位）的pwm，8路10 位adc， 具有獨立片內振蕩器的可編程看門狗定時器，100000 次寫/ 擦除壽命周期。atmega128l成為一個功能強大的單片機，為許多嵌入式控制應用提供了靈活而低成本的解決方案。如圖3-2所示是atmega128l的芯片外觀:圖3-2 atmega128l的芯片外觀3.3.2 基于atmega128l單片機的pwm波的生成atmega128l有4個定時/計數(shù)器，其中t/cl是一個16位的多功能定時/計數(shù)器，它具有兩個獨立的輸出比較單元、一個輸入捕獲單元、相位可調的脈寬調制輸出和4個獨立的中斷源(tovi、ocfia、ocfib和icfi)。t/c1

49、有多種工作模式，其中相位可調的pwm模式可以產(chǎn)生高精度相位可調的pwm波形。當t/c1工作在此模式下時，計數(shù)器為雙程計數(shù)器:從0x0000一直加到top，在下一個計數(shù)脈沖到達時，改變計數(shù)方向，從top開始減1計數(shù)到0x0000。在設置正向比較匹配輸出模式下:正向加1過程中，tcnt1的計數(shù)值與輸出比較寄存器ocr1a/ ocr1b的值相同匹配時清零oc1a/oc1b，即使引腳oc1a和oc1b輸出低電平;反向減1過程中，當計數(shù)器tcnt1的值與輸出比較寄存器ocr1a/ocr1b的值相同匹配時置位oc1a/ oc1b，即使引腳oc1a和 oc1b輸出高電平。設置成反向比較匹配輸出模式時工作過程

50、與上述過程相反13。圖3-3為pwm 模式的時序圖。圖3-3 t/c1模式pwm工作時序圖由以上可知，計數(shù)器計數(shù)上限top值的大小決定了pwm輸出頻率的高低，而比較寄存器的數(shù)值則決定了輸出脈沖的起始相位和脈寬。本系統(tǒng)將捕獲寄存器icri的設定值作為計數(shù)器計數(shù)上限top值，則當計數(shù)器計數(shù)到上限top值時，可以申請捕獲中斷，在捕獲中斷中可以設置比較寄存器ocr1a/ocr1b的值,從而獲得不同占空比的脈沖波形,程序如下（具體程序見附錄）：void init_pwm(void)tccr0=0x69;tccr2=0x79; tcnt0=tcnt2=0x00; ocr0=ocr2=0;void dutf

51、actor0(unsigned int p) ocr0=255*p/100;void dutfactor2(unsigned int q) ocr2=255-(255*q/100);考慮到驅動開關管的頻率如果太低影響前級效率，頻率太高開關管的開關損耗將增大，所以設定頻率為30khz.通過程序設定tcnt1和oc1a的初值即可改變輸出pwm波的頻率和占空比，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。3.4高頻變壓器的設計高頻鏈變壓器是裝置的核心部件，其性能的好壞直接決定了整個逆變器的性能承擔著隔離和傳輸功率的重任。不合格的變壓器將導致溫升高、效率低、漏感嚴重、輸出波形畸變大等問題，直

52、接影響電路的可靠性和穩(wěn)定性，甚至會損壞功率半導體器件。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達幾十khz甚至更高，因此其設計有自身的特點。設計高頻變壓器應從選擇磁心材料開始。高頻變壓器磁心多是低磁場下使用的軟磁材料，有較高的磁導率、低的矯頑力和高的電阻率。一般來說，磁心材料磁導率高，在一定線圈匝數(shù)時，通過不大的激磁電流就能有較高的磁感應強度，線圈就能承受較高的外加電壓，因此輸出一定功率要求下，可減小磁心體積。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。本論文采用鐵氧體磁性的高頻鏈變壓器。鐵氧體軟磁材料是合成氧化物燒結體，電阻率很高，其缺點是飽和磁密偏低，

53、適合高頻小功率使用，設計高頻鏈變壓器主要部分分兩大步驟:先確定磁芯幾何尺寸，再計算匝數(shù)、導線面積等參數(shù)。3.4.1磁芯幾何尺寸的確定設變壓器原、副邊匝數(shù)分別為和，原邊輸入電壓為，由法拉第電磁感應定律，有：式中：為開關工作頻率（hz），工作磁通密度，原邊繞組，磁芯有效面積，為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時為4，正弦波時為4.44）整理得磁芯窗口面積乘上使用系數(shù)為有效面積，該有效面積為原邊繞組占據(jù)的窗口面積與副邊繞組占據(jù)的窗口面積之和，即式中：為窗口使用系數(shù)（）; 為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。設原副邊電流密度相等，為j，則由上述三式可得：即 即為變壓器窗

54、口面積和磁芯截面積的乘積。為原邊和副邊的功率。上式表明工作磁通密度、開關工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積14。電流密度直接影響溫升，亦影響可表示為式中為電流比例系數(shù)；為常數(shù)，由所用鐵芯確定。又設為變壓器的視在功率，則公式可以進一步表示為：式中除了ap單位為cm，其余物理量均為國際單位制。變壓器的視在功率與其線路結構關系密切，對于本設計中采用的拓撲結構，視在功率可表示為：、和開關變壓器的拓撲結構有關，當輸入為推挽電路時當單端正激時為1。當輸出是整流橋時k=1，當輸出接推挽電路時由于本文前段采用推挽結構，輸出采用全橋整流因此，；設變壓器效率為90%，即=0.90，得采用

55、ee型磁芯，查表磁芯結構常數(shù)表可得，容許溫升25時，=323，x=-0.14，用高頻鐵氧體材料r2kbd，其飽和磁通約為b=5100g，考慮高溫飽和磁密會下降，同時防止合閘瞬間高頻變壓器進入飽和取。主要與線頸、繞組數(shù)有關，一般典型值取=0.4；由于是方波=4；=1700g（單位換算）；。則：增加10%的裕度取查手冊選取ee40鐵氧體磁芯，其,有效截面積。確定了鐵芯下面計算一下匝數(shù)。3.4.2變壓器線圈匝數(shù)的計算從提高高頻變壓器利用率，減小開關管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應盡可能取大一些。這樣也有利于較少損耗和降低成本。為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內能夠達到輸出

56、要求，變壓器的變比應按最低輸入電壓選取。實際輸出最大占空比d<0.5(單管)，取d=0.48，開關頻率設計在30khz，輸入電壓最低為40 v（dc），保證輸出不小于365v(因為若保證后級的逆變器能夠輸出穩(wěn)定的220vac，則直流母線電壓必須大于365v)，則：選擇變壓器變比為取匝。的單位是t，s的單位是。算出的是原邊的一個繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭?？紤]到集膚效應，原邊用3根銅線并繞。在選用繞組的導線直徑時，要考慮導線的集膚效應(指導線中流過交變電流時使導線橫截面上的電流分布不均，使導線的有效截面積減少，電阻增大)，一般要求導線線徑小于兩倍穿透深度。變壓器的工作頻率為30khz，在此頻率下，銅線的穿透深度為:因此應選用線徑小于0.7mm的銅線，原邊電流：原副邊的電流密度j：原邊繞組裸線面積：副邊繞組裸線面積：按照